用于低压照明的100VA调光电子变换器

作者：Peter Green 用于低压照明的100VA调光电子变换器 内容目录 介绍 功能描述 IR2161供电 软启动 运行模式 关断 计算RCS 输出变压器选择 短路电流 适应的死区时间 调光 EMC问题 问题 器件选择 材料清单 介绍 到目前为止，几乎所有用于低压灯丝照明应用的电子变换器（经常称为电子变压器）都是 基于自激的双极晶体管半桥电路。有一个新的方法，使用功率MOS管，由一个集成了该应用所 需附加功能的控制IC驱动，就是IR2161。IRPLHALO1E参考设计示范了这个典型应用。 IR2161是一个专为卤素灯变换器或“电子变压器”设计，以中高端性能低压照明应用为目 标的智能半桥驱动芯片。 目标是尽可能集成多的功能，采用低成本8个引脚DIP或SOIC封装，以较少器件数量，实 现可靠性和性能优势超越现有的电路。 电子变压器通常用来替换线绕降压变压器，给广泛使用的象卤素灯这样的低压（通常 12V）灯丝提供合适的电源。 优点是： 1) 尺寸小和重量轻 2) 故障保护电路 3) 因低输出电压，很安全 (1) 数据表的“变换器”与IEC61047一致，“为灯丝供电的直流或交流变换器——性能要 求”。 对于低压照明应用，电子变压器已经很流行了。产品范围从很小的50W，能够驱动一个50W 灯，到300W，能够驱动6个50W灯。在许多应用中，灯在一个轨道里，电源安装在外面。由于电 压仅有大约12V，因此没有显示出任何安全问题。 通常电子变压器比线绕变压器小和轻，并可能具有短路和热保护，而线绕变压器没有。通常 一个设计很好的电子变压器可以调光，调光器是相前沿斩波双向可控调光器或后沿晶体管调光 器。 基于卤素灯变换器的IR2161功能描述 图1。IRPLHALO1E 电路图 IR2161为半桥MOS管或IGBTs提供高低端输出驱动。半桥输出连接高频降压变压器，输出 提供大约12Vrms电源来驱动灯。IR2161也结合了系统中所需要的保护性能，而不需要很多外部 器件。 启动时，在大约一秒内，频率从高频125kHz向下扫描到正常运行频率30到40kHz。由于变 压器中漏感使输出电压在灯启动时，从较小值逐渐增加到12V正常电压水平。它减小了启动时的 浪涌电流。当灯丝冷态时，灯丝电阻较低，浪涌电流较大，可能引起关断电路错误触发。 芯片包括短路保护，如果检测到大电流，大约50ms输出关闭。相同地，如果检测到大于 50%的过载，大约500mS输出关断。需说明在过载情况下，由于过载幅值关闭时间可能减少。 这种双重模式关闭电路将保护输出的故障情况，当变换器调光时也会起作用，不象自激方 案。它也将保护输出端的短路。 通常需要一个电子变压器在整个负载范围内提供合理地不变的输出电压，因此IC通过电流 检测电阻检测负载，当负载减少时，增加频率达到输出变压器负载调节补偿。也有通过线电压半 波调置频率来扩展谐波和减少所需的EMC滤波器件尺寸和成本。 IR2161包括了所有必要的保护性能，也允许变换器通过外部标准相前沿或后沿斩波来调光。 由于软启动和输出电压漂移补偿（负载调节），芯片提供了灯长寿命优势。它使变换器在较高负 载运行时谐波最优（近乎功率因素1）（双极器件在大负载有谐波问题，由于振荡器每半 个循环启动停止导致交叉失真）。 芯片也包括自适应的死区时间来实现软开关，实现低温下运行MOS管（同时改善EMI，由 于在线电压半周内的频率调节）。当与荧光灯电子镇流器相比，在设计卤素灯变换器电路设计时 需要考虑的几点是： • 灯丝是阻性的 • 不需要预热或触发 • 直流母线是线电压的全波整流，没有平滑。 • 接近于功率因素1是系统固有的 • 可以用双向可控调光器调光（标准国内型号） • 通过交流线电压的相斩波实现调光 • 输出是隔离的低电压 • 需要输出短路或过负载关断，不是开路。 • 关断必须是自动重置 保护电路是自动重置的，因此如果输出短路，系统将周期性的重启然后再次关断。当短路 排除后，灯将能再次开启而不需要交流电掉电和重新上电。CSD管脚的外部电容可具有多种工 作模式功能，因此芯片可以缩小到8个管脚。CSD管脚通过内部逻辑电路控制，在不同的模式时 连接到不同的电路。 电流检测输入连接到电压补偿和关断电路。CSD电容通过内部传输门在不同的电路之间转 换。振荡器是电压控制型，在正常操作中它的输入连接到CSD电容。在过热或外部关断情况下， 芯片将进入故障模式。在这种模式下，芯片锁定关断，只能通过重设交流电重启。在过压或过载 情况下，芯片将进入自动重置模式。 芯片运行的不同模式和系统含义都在这里有描述（参考IR2161数据表） 提供VCC到IR2161 低压锁定模式（UVLO）是当芯片VCC低于开通阈值时的一种状态。为了识别芯片的不同模 式，请参考IR2161数据表状态图。在欠压锁定状态时，IR2161维持一个超低电流，低于300 uA，并保证在高低端输出驱动激活前，芯片功能正常起作用。 电容（CVCC）通过电阻（RS）充电，减去流入芯片的电流。通过电阻充电CVCC到UVLO 阈值，此时IR2161开始运行，LO和HO有输出。在一个卤素灯变换器中，考虑直流母线不是完 全平滑的，是全波整流形状。CVCC应该足够大以保证VCC的电压在半个周期内保持在UVLO阈 值以上，因为它仅在峰值充电。充电泵由CSNUB连接到两个二极管，DCP1和DCP2组成，它启 动后，从半桥(VS)到VCC回馈电流并保持给芯片供电。这种安排避免了通过RS提供所有电流到 VCC，在220VAC供给系统，RS消耗大约2W。这是不期望的，当2W功率产生的热量将明显增 加变换器的温度。当选择RS值时，要考虑功率损耗和当调光器设定在低水平时的启动能力。当调 光器设定最低时要启动变换器，直流母线电压很小，因此RS必须足够小来提供充足的启动电流 给VCC。RS值越小，消耗的功率越多。应该指出以上的考虑在一个220VAC供给系统中很重要， 但在一个120VAC供给系统中充电泵不是很必要，RS能提供VCC而不消耗很多功率。其他的考 虑象大电流在120VAC系统是主要问题。 一个外部的16V稳压二极管DZ代替内部稳压管避免了内部损耗功率（它应该在1.3W）。如 果变换器使用前沿相控调光器，和CD串联的RD电阻是必须的。当双相可控在半周的中点触发时 高dv/dt允许大电流快速流过这个路径，将CVCC充电到最大VCC电压。这样每半个周期，当双 相可控触发时，系统都会接受到一个快速的VCC充电。 外部稳压管DZ通过分流过多的电流到COM上，将防止对芯片可能的损坏，。一旦VCC上的 电容电压达到启动阈值，芯片启动，HO和LO开始振荡。自举二极管（DB）和供电电容（CB） 组成高端驱动电路电源。保证高端第一个输出脉冲前，高端电源充上电，输出驱动的第一次脉冲 来自LO。在欠压锁定模式，HO和LO高低端驱动输出都为低。 软启动操作 软启动模式被定义为当灯丝冷态时系统运行时芯片的状态。任何类型的白炽灯，卤素灯有 正的灯丝温度系数，冷态电阻（当关闭灯很长时间冷却时）比热态电阻（灯运行）低很多。这种 情况经常导致变换器启动时产生很大的冲击电流。最坏情况下，它会触发关断电路。为了克服这 个问题，IR2161设计了软启动功能。 当芯片开始振动，频率最初很高（大约125kHz）。由于系统中的高频变压器有一个固定的 初始漏感，在高频下其有较高的阻抗，允许初级边有较小的交流电压。这就使变换器的输出电压 较低。少的输出电压将自然产生小的灯电流，它减轻了冲击电流，从而避免触发关断电路，并减 少灯丝应力以及半桥MOS管（M1和M2）的电流。大约1s的时间（100nF的CSD电容）频率向 下扫描逐渐从125kHz到最小频率。在此期间，CSD管脚的外部电容从0V充到5V，通过内部电压 控制振动（VCO）控制振动频率。CSD值将决定软启动扫描的的持续时间。尽管如此，由于它也 支配关断电路延迟，应该保持在100nF的值来达到正确操作。 图2.没有和有软启动功能的启动电流 Run Mode 运行模式 当完成软启动，系统转换到运行模式。在此期间系统提供从最小到最大负载时的输出电压 调整。在这种类型系统中，供给灯的电压不超过特别限制是令人满意的。如果灯电压变的很高， 灯丝温度也会很高，灯寿命将缩短。问题是输出变压器不可能完美耦合的，因此将会降低负载调 整率。设计的变压器要在最高负载时，灯电压足够高来保证充分的灯输出。 最小负载时，电压将变的较高，可能超过最大预期的灯电压。负载电流通过电流检测电阻 （RSC）获得。在电压补偿模式，峰值电流被检测和在芯片内放大，出现在CSD管脚。CSD电容 上的电压，从最小负载的0V到最大负载时的5V变化。 这说明要为最大额定负载和变换器的线电压下选择正确的电流检测电阻值。一个 100W，220-240V交流线变换器的电阻为0.33Ohm(0.5W)。（需要指出RCS电阻值对于设定关 断电路阈值也很关键）。 在运行模式中，振荡频率从大约30kHz，VCSD是5V（最大负载）到大约60kHz，当 VCSD是0V（无负载）间变化。结果是在较轻负载时，例如，如果单个35W灯连接到一个100W 变换器上，频率将向上调整，使输出电压降低到灯可接受的最大值以下。这为负载提供了充分的 补偿来保证灯电压将永远在可以接受限制范围内，而不需要复杂和昂贵的输出反馈系统。 包括的一个额外的内部电流源对外部电容放电。如果CSD是100nF，这将提供两倍线频率 波纹。 这个频率调制的优势在于在线电压半周期过程中，振荡器频率将有几kHz变化，分散了整 个频率范围EM传导和辐射，避免了特定频率下高振幅峰值。这样滤波器件有可能和一般双极晶 体管自激振荡系统中相似。 关断运行 IR2161包含一个双重模式自动重置关断电路，可以检测输出的短路或过载情况。CS管脚检 测负载电流来判断这些情况。如果变换器的输出短路，一个很大的电流将在半桥中流过，系统必 须在几个交流电压周期内关断，否则MOS管将由于超过芯片温度而损坏。CS管脚有一个内置阈 值电压，约1.0V，如果电压超过此值50ms以上，系统就会关闭。 芯片包括一个延期电路用于防止由于启动时灯浪涌电流（这个电流仍然高于正常的软启动 运行）或如果用一个外部双相可控调光器可能发生的瞬间电流的误触发 另有一个较低的阈值，0.5V。在关断系统之前有更长的延期。它提供了过载保护，如果过多 灯连接到输出端，或者输出短路发生在接线盒的末端，由于有足够阻抗而使电流不够大到出现 短路保护。在这种情况下，也有过多电流通过半桥电路，在较长时间内引起器件过热而最终损坏 过载关闭的阈值大约是最大负载的50%以上，关断延迟时间约0.5秒。这个电流波形基于包罗是 正弦的具有50%占空比高频方波电流。 两种关断模式是自动重设，它允许振荡器关断大约1s之后再次起振。如果故障消失，系统 可以再次正常运行，不需交流电关断和再上电。它也给终端用户提供了超载的提示，因为如果连 接太多灯，灯将不停闪烁。 关断电路也用外部CSD电容作为定时功能。当CS端超过0.5V阈值时，CSD从内部电压补偿 电路断开并连接到关断电路。CSD电容用于关断电路定时使振荡器工作在最小频率。当超过0.5V 阈值，CSD被快速充电到4V。 当超过0.5V的关断阈值，CSD电容通过电流源I_OL充电，当超过1.2V阈值时，它也由 I_SD充电。如果超过1.2V，CSD将在大约50ms从4V充到12V。当超过0.5V但没有超过 1.0V，CSD将在大约0.5秒从4V充到12V。定时计数是大约50%占空比的高频脉冲，和一个正弦 包罗出现在CS端。仅在交流线电压峰值考虑I_SD和I_OL值，使比较器输出为高，电容在每半个 周期峰值阶梯充电。 如果发现故障但在CSD达到12V之前消失，CSD将放电到2.5V，然后系统将回到补偿模式 而不会中断输出。 同样，当系统延迟后再次启动，CSD电容将由内部开关切换回到电压补偿电路。如果故障 仍然存在，系统将立即转换CSD到关断电路。 图3,短路和过载检测 红色踪迹表示两种故障模式下的输出电流，蓝色踪迹表示CSD电容充放电。 IR2161可以通过在CS管脚加0.5VCC以 上的电压关断。这将使系统在大约1uS之后直 接进入故障模式，可以用VCC的上下电来重 新启动系统。 IR2161也包括过温关断，当芯片温度超 过130-140°C，将关断变换器。这里假设芯片 温度在变换器内高与环境温度大约20°C。取决 于设计，这与布局相关，热量可能通过PCB 板上的连线从其他器件传到芯片上，使芯片 温度升高。也有可能利用这种特性，将MOS管 的高温传到芯片使芯片关断。 图4.半桥电流峰值计算 计算RCS 电流检测电阻RCS的值对基于IR2161的卤素灯变换器的正确运行是至关重要的。 忽视输出变压器，我们可以假设这个计算，负载从半桥连接到两个输出电容的中间点，此 点的电压将是直流母线电压的一半。直流母线的有限值和交流线相同，因此我们可以看到如图4 所示的负载的有限值电压是线电压有限值的一半。负载是变换器的最大额定负载。RCS上的电流 将是负载电流的一半，如下： 由于阻性负载，电流波形将是一个正弦曲线包罗，因此峰值可以容易地确定，考虑电流有 大约50%占空比的高频分量： 因此: 为了在最大负载正确运行，峰值电压应为0.4V，通过合并公式计算被简化为： 可以简化为: 例子 一个100W，230VAC变换器，电流检测电阻 最接近的标准值在E12范围中是0.33 Ohms 应该考虑RCS中的功率损耗，如下： 在这样情况下: 要记住的是电阻选择必须能够处理高环境温度时的大电流以及短时间短路情况下的大电流。 重要说明 滤波电阻RF应该是1K，它需要保护CS输入的负过冲。CF应该是1nF，有必要过滤出影响 关断电路运行的开关瞬时毛刺，。 选择输出变压器 磁心尺寸和输出变压器的设计需要选择能输出最大负载功率。磁心可能是圆形的，一对E型 磁心，或者任何其他形状。匝比可以由输入交流有效值的一半和需要的输出电压决定，它通常是 12V（但不总是）。当原边的匝数正确确定后，二次侧的匝数就很容易计算。 原边的匝数计算要考虑最小频率时，峰值电压下变压器不饱和，例如一半峰值直流母线电 压。 要特别牢记，直流母线的峰值电压发生在相控型调光前沿，调光器触发角落在线电压峰值。 这时可控触发将产生瞬时电压，该额外电压要加到直流母线电压上。MOS管击穿电压可用来计 算原边匝数，在最小频率和最高温度时不饱和。 如果磁心饱和，大电流将流过半桥，当变换器连接到调光器时，可能触发短路保护。 选择变压器的程序如下： 1.选择正确的磁心尺寸，30kHz下有最大负载。用生产商的数据来决定此频率的最大功率。 2.计算原边匝数 这儿Bmax（最大磁通密度：T）可以从生产商数据表获得，铁氧体材料在100度下工作的 数据，Ae是磁路截面积，单位：mm2。Vpk可以考虑到400V，Ton（最大）可以考虑是18uS。 3.计算在次级匝数： 4.确定漏感 漏感只能通过测量完成。简单地短路次级绕组，然后用LCR电桥测量初级电感量。漏感值取 决于变压器的物理结构，初次级绕组耦合越好，漏感越低。尽管如此，在此应用中，需要一些漏 感用来限制如果次级短路时的初级电流。还要考虑初次级绕阻之间要有很高的绝缘击穿电压 （4kV），满足安全认证。这就意味初级绕组不必太靠近，从而导致一些漏感产生。 一些设计中有意使输出变压器有较高漏感，为了限制在短路状态下的初级电流，因此允许 使用较小的半桥MOS管。在这种情况下初级电流可能太小而不能触发短路保护，结果是系统将 需要更长的时间关断，因为在CS管脚只超过了过载阈值。这不太可能造成任何问题但应该被考 虑到。 IRPLHALO1E参考设计板用一个环形输出变压器，次极绕阻布满整个磁芯以减小漏感，此 结构固有高的漏感。当输出短路时，有充足电流快速关断变换器。 说明 在IRPLHAL01E设计包中使用的现成的环形输出变压器可以从Vogt或Kaschke获得。它有许 多优势，包括高绝缘击穿能力，因为初次级之间的成品塑料隔离。 短路电流 初级短路电流与输出变压器的初级漏感以及半桥电容值。半桥电容应该尽可能小，以限制 这个电流。尽管如此，他们仍需要足够大来处置波纹电流，例如在IR2161振荡器频率的每个电 容流动一半初级电流。 自适应死区时间 由于直流母线电压每半个周期变化这个事实，死区时间可能需要改变，以实现所以情况下 都软开关。IR2161有自适应死区时间功能，它可以检测半桥电路到0V（COM）的电压斜率，设 置LO输出为高。有一个内部采样保持功能，当LO为低后HO为高的延迟相同。它根据振荡器周期 性工作，因此可以根据需要调节死区时间，不管外部环境。设计者不需要考虑MOS管杂散电容 或输出变压器的漏感来设置死区时间。 这个系统设计的可以调整死区时间到250nS以下，低到足够适应实际卤素灯输出变压器漏 感和MOS管杂散电容。如果自适应功能没有运行，死区时间回到一个预设固定值，在大多数情 况下，防止硬开关的更多损耗。如果必要，通过增加缓冲电容器的值可以很容易增加斜率。然而 导致在轻负载时VS电压完全回转失败。因此CSNUB将保持尽可能低，但足够高来维持充电泵到 VCC的电源供给。一些供给电流通过RD和CD提供部分充电，这样CSNUB值可以低到220 pF。 如果在半桥的电压下降回转到COM，适应死区时间电路在1到1.5uS超时，并开通相应的 MOS管，转换到硬开关运行。这会在启动后的最初几个周期内发生。它将绝不会是在正常运行情 况下发生，除非负载很轻或初级漏感过剩或出现了一个不需要的大缓冲电容。 系统避免了通过外部电阻调节死区时间，CSD的多功能性质可以使IR2161用8个管脚实现。 调光 几乎所有的卤素灯变换器都可以通过后沿模式的外 部相控调光器进行调光。这意味着半波电压的开始 阶段，调光器内部开关导通，线电压供给到变换器 允许变换器正常操作。半波的某个点，调光器内部 开关断开，不再有电压提供给变换器。变换器内部 的直流母线几乎立即降到0V，不再出现输出，这 样高频脉冲输出电压被加到灯上。灯电压的有效值 会自动随着调光器开关关断的相角变化而变化。这 样灯的亮度很容易从0到最大输出。后沿调光没有 前沿调光普遍。这是因为他们生产比较贵并需要连 接一对MOS管或IGBTs。而前沿调光仅需要一个双相可控。 图5 后沿调光 相反地许多卤素灯变换器不能与前沿调光 器运行，因为它们是基于双相可控的。如果能够 正确的设计输入滤波器和保证双相可控触发时 振荡器能快速启动，卤素灯变换器能够与基于双 相可控的调光器工作。IR2161系统很容易实现， 由于可控触发时直流母线电压很快从0上升交流 电压，很高的dv/dt通过RD和CD给VCC大电流 充电。在调光器中的可控关闭期间，如果VCC电 压降到低于UVLO-，软启动不启动，因为软启 动不能重设直到VCC降到大约低于ULVO- 2V以 下。这需要一些时间，在UVLO下是微功率运行， 所以VCC电容放电很慢。中间阶段相当于待机模式。 图6. 前沿调光 在调光期间，电压补偿电路在大约90度上将造成频率向上，因为CS上的峰值电压将会减 少，然而这将不会对照明输出有显著影响。 与可控调光器卤素灯变换器有关的运行问题是，可控在触发后，直到电流小于擒住电流后 可控才能关断。如果负载是纯粹阻性（在灯丝直接连着调光器），在线电压半周的最后电流自然 降到0。卤素灯变换器需要一个交流输入电容和电感符合EM传导辐射。意味当线电压降到 0，将会有一些电流流动足够保持可控导通，因此下一个周期跟随，并不能到到相控的目的。这 会间歇导致灯闪烁。避免问题的方法是保证产品有最小滤波器电容CF，规定变换器的最小负载， 避免问题的典型值是最大负载的三分之一。 EMC 问题 IRPLHALO1E演示板尽管滤波电容CLF和滤波电感LF很合适，但没有测试EMC。电容值不 能增加超过一定值来改善过滤，因为当使用可控进行相控调光时会造成问题，例如在半波最后， 相位移动能防止可控电流降到它的擒住电流以下，因此调光器不再起作用。为了避免这个，对调 光器输出而言，其负载的阻性部分要比容性足够大。例如每瓦的电容值不超过1nF。例如一个 100W的变换器，用一个100nF电容。这允许调光工作在轻负载而没有任何困难。增加滤波电感值 可以减少传导辐射，满足EMC标准要求。电感应使用功率铁芯而不是铁氧体，因为它可以通过 较大的电流而不饱和。 布板问题 图7. IRPLHAL01E PCB布局 当为IR2161设计电路板时，考虑以下几点是很重要的： 1. CVCC2必须尽可能和芯片接近 2. CSD应该尽可能和芯片接近 3. C1和C2应该放置靠近MOS管Q1和Q2，RCS和输出变压器初级，因此初级高频电流通 道尽可能短。 4. CF应该离芯片很近，这样一端离电流检测管脚（CS）接近，另一端也尽可能和芯片的 COM接近。 5.变压器次级到输出需要大电流，因此线尽可能宽。 6. 变压器的初级和次级之间有足够的爬电距离，满足4kV绝缘击穿需求。 7. 连接低端和高端输出之间的线必须留出足够的空间。任何通过交流或直流母线的高电压 线必须与低压线之间有足够的空间，防止起弧。 器件选择 考虑器件的选择是很重要的，尤其是电容的选择。它们额定温度至少100度，特别是半桥电 路的两个电容C1和C2，他们必须在这个温度下能承受高频波纹电流。在大多数功率电子应用中 电容和电阻器件很容易失效因为它们要承受长时间应力和高运行温度。这些器件的仔细选择将会 明显增加产品的可靠性。 下面是230VAC线输入，100W最大负载下元器件选择。电路需要优化以使在最大负载时系 统性能最佳。 材料清单 参考 IR2161数据表 – 国际整流器公司（2003） 卤素变换器控制芯片 – 功率系统世界陈述笔记（2003） WORLD HEADQUARTERS 总 部全球 部: 233 Kansas St., El Segundo, California 90245 Tel: (310) 252-7105 http://www.irf.com/ Data and specifications subject to change without notice. 9/6/2005