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多重谐直流电源转换器之分析与制作

2011-12-30 20页 pdf 676KB 6阅读

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多重谐直流电源转换器之分析与制作 1 國 立 雲 林 科 技 大 學 電 機 工 程 系 碩 士 班 書 報 討 論 期 末 報 告 多 重 諧 振 直 流 電 源 轉 換 器 之 分 析 與 製 作 學 號:9212214 學 生:蘇鴻羽 指導教授:蘇仲鵬 博士 2 多重諧振直流電源轉換器之分析與製作 一、簡介背景 Distributed voltage regulation(DPS)現已廣泛的...
多重谐直流电源转换器之分析与制作
1 國 立 雲 林 科 技 大 學 電 機 工 程 系 碩 士 班 書 報 討 論 期 末 報 告 多 重 諧 振 直 流 電 源 轉 換 器 之 分 析 與 製 作 學 號:9212214 學 生:蘇鴻羽 指導教授:蘇仲鵬 博士 2 多重諧振直流電源轉換器之分析與製作 一、簡介背景 Distributed voltage regulation(DPS)現已廣泛的運用在電腦和通訊產品 上,優點有高效率、高可靠度及較高的彈性輸入電壓範圍。圖1-1為一分配式電 源系統架構圖,整個電路架構包含前級 power factor correction (PFC)及後級 直流對直流轉換器。前級為一升壓式架構,將交流輸入電壓經功因修正電路以消 除電源諧波得一穩定直流電壓380〜400V,後級經DC/DCConverter將直流電壓隔 離成所需的直流輸出電壓。 圖1-1 分配式電源系統架構圖 由於傳統整流電路使用橋式整流後接大電容做濾波,成本上較便宜且耐用, 由於低功率因素造成相當大的電源諧波污染對於設備儀器更易造成損害,以前的 修正改善技術乃利用前級串接電感方式來抑制di/dt但已不合時宜,現今技術利用 主動功因修正電路改善前級以降低高次諧波污染。 電路設計考量上需有足夠電源維持時間(hold up time),避免因輸入交流電 源瞬間斷續造成切換式電源Shut Down,當常態高壓下,若電源電壓瞬間驟降至 總電源的2/3時,DC/DC Converter需能正常供給負載電源,所以電路必須設計在 高壓下動作,為維持較高電路效率需將損失最小化,但對於傳統DC/DC Converter 而言較為困難。針對傳統PWM轉換器,當輸入在高電壓時,會造成效率降低且沒 Power Factor Correctio DC/DC Converter er LOW Voltage VRM DC 380〜400V AC 85~265 V High Voltage VRM On-board converter DC 48V 3 有辦法達到寬廣的輸入電壓範圍,電路理想架構需設計一DC/DC Converter符合 常態為高輸入電壓、寬廣輸入電壓範圍及高效率的輸出。 傳統PWM轉換器功率元件MOSFET當開關使用,藉由開關切換方式傳送能量。 由於切換頻率不斷提高,雖然輸出LC濾波元件體積可大幅縮小達到降低成本與及 小型化目的,卻因單位時間內功率元件的切換次數相對增加,turn on及turn off 所帶來的切換損失(Switching Loss)及電磁干擾(EMI),柔性切換技術相映 而生,利用零電壓、零電流切換技術改善功率元件的切換損失以提高電路整體效 率。原理乃利用兩元件或三元件LC形式以串聯、並聯或串並聯方式,利用諧振方 式進而達到零電壓、零電流切換。利用諧振產生的弦波電流或電壓使其先行下降 至零再進行開關切換,產生電壓領前電流或電流領前電壓形式達到ZVS或ZCS抑制 切換損失。 1-1、切換損失( Switching Loss ) 傳統PWM轉換器功率開關元件切換皆為硬切架構,當開的瞬間,功率開關汲源 極間的電壓從一高壓降為零,電流從零迅速上升,當關的瞬間,電壓由零變成開 路電壓,電流從很大降為零,在V-I交集中產生很大的重疊面積造成非常大的切換 損失,不僅效率降低更影響到元件壽命,如下圖1-2及1-3所示。 圖1-2 硬性切換軌跡圖 圖1-3 傳統PWM電力轉換器 圖1-4 硬性切換損失表示圖 4 1-2、柔切技術(零電壓、零電流) 圖1-5 ZVS切換軌跡圖 圖1-6 ZCS切換軌跡圖 圖1-7 柔性切換損失表示圖 ON OFF® 電流需超前,愈往左移損失愈小。 OFF ON® 電流需落後,愈往右移損失愈小。 圖2-6是當切換轉態時間為固定,改變電流超前與落後相角藉以改善切換損 失。另一種方式可改變電壓或電流波形有效值,藉以改變轉態時間大小獲得與上 述相同效果。利用零電壓、零電流技術降低切換損失有助於切換頻率提升,效率 表現也比硬切架構來的高,此技術已普遍利用於切換式電源供應器,不但體積小 型化更可達到高功率密度目的。 二、相關原理與技術 2-1、基本波分析 半橋諧振轉換器利用方波電壓到諧振網路上,將信號以傅立葉級數展開取主 頻,利用基本波分析法加以分析。 5 圖 2-1 電流源驅動輸出電容濾波 圖 2-2 電壓源驅動輸出電感電容濾波 2-2、串聯諧振轉換器 由圖 2-1可求出串聯等效交流阻抗 Re(ac) ( ) ( ) 4 m pk o dcV Vp = ( ) 2 2 ac o dcV Vp Þ = , ( ) ( ) 2 Io dc m pkI p = ( ) ( )2 2 oac dcI I p Þ = 經變壓器匝數比 n反射到一次側,交流等效阻抗表示式為 2 ( ) 2 8 L e ac n RR p = 圖 2-3 半橋串聯諧振轉換器拓樸 圖 2-4 串聯諧振轉換器 Qs值曲線圖 缺點: (1) 由於諧振網路元件與負載串聯,切換頻率直接受到負載電路影響,在輕載(空 載)時輸出電壓將無法調整,因曲線選擇性變差,輸出直流濾波電容必須承 載較高的漣波電流。 (2) 當輸入電壓增加,切換頻率必須提高以維持輸出電壓穩定,一次側環路能量 6 將增加且產生較高的截止電流,不適合在高輸入電壓下應用。 2-3、並聯及串並聯諧振轉換器 由圖 2-2可求出其並聯及串並聯等效交流阻抗 Rep(ac) ( ) ( ) 4 m pk o dcI Ip = ( ) ( ) 2 2 ac o dcI Ip Þ = , ( ) ( ) 2 o dc m pkV Vp = ( ) ( )2 2 ac orms dcV V p Þ = 經變壓器匝數比 n反射到一次側 2 2 ( ) 8 L ep ac n RR p= 圖 2-5 半橋並聯諧振轉換器拓樸 圖 2-6 並聯諧振轉換器 Q值曲線圖 缺點: (1) 當輕載時,諧振電容與負載並聯視為一較低的阻抗值,大部分電流流經諧振 電容有較高的環路電流效率變差。 (2) 輸入電壓與環路電流成正比,不適合在高輸入電壓下應用。 圖 2-7 半橋串並聯諧振轉換器拓樸 圖 2-8 串並聯諧振轉換器 0.5P r C C = 7 圖 2-9 串並聯諧振轉換器 1P r C C = 圖 2-10 串並聯諧振轉換器 2 P r C C = 缺點: (1) 複雜的三階電路分析上較困難。 (2) 輕載時有較低的效率,不適用在高輸入電壓。 2-4、LLC提出背景 LLC Resonant Converter最早在 1980年代就已被提出,因諧振網路屬三元 件諧振拓樸架構(多重諧振)在分析上較為困難,但因架構簡單,適用在高切換 頻率、高輸入電壓下具有高效率優點、功率密度高等優點,LLC諧振電路現今已被 大量應用於 LCD及 PDP TV。 LLC Resonant Converter與傳統PWM轉換器比較可從下列幾點看出其優勢及特點: (1) 電路拓樸架構簡單。 (2) 高輸入電壓下高效率得以實現。 (3) 功率開關元件具有低截止(turn off)電流,切換損失小。 (4) 寬廣的輸入電壓範圍,從空載至滿載皆可達到零電壓切換。 (5) 二次側整流二極體電壓應力可最小化約等於兩倍輸出電壓,元件選擇性高。 (6) 兩諧振電感可結合在一變壓器CORE上,變壓器漏感及磁化電感可當成諧振元 件,諧振元件體積可大幅縮小達到輕薄短小目的[16]。 (7) LLC轉換器內部產生的熱量小,無須使用額外風扇散熱。 2-4-1、LLC電路拓樸 8 圖2-11 半橋LLC電路拓樸各細部架構 當切換頻率小於諧振頻率時,LLC電路在半個工作週期中會產生兩諧振頻率點: 圖 2-12 LLC第一個諧振點表示圖 在第一個諧振點時,二次側整流二極體導通,諧振元件為 Lr,Cr 1 1 2 r r f L Cp = 圖 2-13 第二個諧振點表示圖 在第二個諧振點時,二次側整流二極體截止,諧振元件為 Cr,Lr,Lm 2 1 2 ( )r m r f L L Cp + = 9 圖 2-14 LLC諧振轉換器 Q值曲線圖,橫軸表示為 /s rf fg = 從圖2-14增益的特性可視為一升降壓型轉換器,意味著增益值可大於或小於 1。當切換頻率等於諧振頻率時,漏感抗等於電容抗全部的Q值曲線會交會於fs=fr 這一點上,磁化電感為一獨立被動元件。 從Q值曲線圖可看出當Q值小時有較高的電壓增益值,當常態高壓時,諧振電 流為一正弦電流,切換頻率靠近於諧振頻率點,當高壓輕載時為維持輸出電壓穩 定,切換頻率會提高以保持輸出電壓穩定,動作近似於一串聯諧振轉換器。在低 壓重載下,頻率會下降以提升增益,當輸入電壓驟降時,頻率會移往最低頻率點 以獲得適當增益值。 從Q值曲線圖可將動作區間區分為ZVS Area及ZCS Area如圖2-15所示,當切換頻 率高於f1,轉換器工作在ZVS區間,當切換頻率高於f2轉換器工作在ZCS區間,當切 換頻率介於f1與f2之間,須視負載條件決定在ZVS Area或ZCS Area。 Lr、Cr決定串聯諧振頻率點,Lm值大小將影響切換頻率範圍及MOSFET截止電流, Lm值變小頻寬較窄有較高的增益值,MOSFET截止電流增大將增加導通及切換損失。 如圖 2-16所示,在三個工作區間中第一及第二區間為零電壓工作區,第三區 間為零電流工作區,當工作在第一區間時,整個工作週期中磁化電感 Lm箝制在 nVo 電壓,諧振網路中僅有 Lr、Cr諧振。 0.5 1 1.5 1.7 0.5 1 1.5 2 0.7 1.3 0.3 Q=3 Q=0.5 Q=0.2 Q=1 M 10 圖2-15 LLC諧振轉換器ZVS Area、ZCS Area 圖 2-16 LLC諧振轉換器三個工作區間 (A) 當 fs=fr 圖 2-17 fs=fr電壓、電流波形圖 圖 2-18 fs=fr阻抗示意圖 1.3 0.5 1 1.5 1.7 0.5 1 1.5 2 M 0.7 0.3 Q=3 Q=0.5 Q=0.2 Q=1 Q=5 Q=8 第一區間 第三區間 第二區間 1.3 0.5 1 1.5 1.7 0.5 1 1.5 2 M 0.7 0.3 Q=3 Q=0.5 Q=0.2 Q=1 Q=5 Q=8 zvs zcs 11 (B) 當 fs>fr (第一區間) 圖 2-19 fs>fr電壓、電流波形圖 圖 2-20 fs>fr阻抗示意圖 (c) 當 fs
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