变压器激磁电感对双正激变换器正常工作影响的研究

机电工程 2001年 第18卷 增刊 Mechanical & Electrical Engineering Magazine Wt. 18 Supplement 2001 变压器激磁电感对双正激变换器正常工作影响的研究 陈 歌，马 皓，徐德鸿 (浙江大学 电气工程学院，浙江 杭州 310027) 摘 要:分析了双正激DCIDC变换电路中的高频变压器的激磁电感对电路正常运行的影响，导出了高领变压器能 正常复位时的高频变压器的激磁电感、电路工作占空比、开关妞牟和开关寄生电容之间的关系，并在3.5kW双正 激变换器中得到脸证. 关健词:双正激;DCDC变换器;激减电感 1前 言 2.1祖定工作状态一 34普下瀚夺林器#3芭管下滋夺换器有很名优点，在电压 在稳定工作状态一的一个开关周期中有六个工作阶段， 应力方面，变换器中每个功率器件只需要承受电源电压，而 单管正激变换器则要承受两倍的电源电压。此外，与半桥或 全桥直流变换器相比，它不存在桥臂直通的危险。 但是双管正激变换器的工作占空比应小于 。5，以实现 变压器的磁复位。当双晶体管正激变换器用于大功本场合 时，其主开关需要多个功率MOSFH7，并联。导致主开关上 漏极和源极之间的总寄生电容C增大，此时需要更多的时间 来复位变压器，这就进一步限制了电路的最大工作占空比， 影响变换器的效率.当双管正激变换器的工作占空比接近。.5 时，每个开关周期内变压器能否正常复位会影响电路的正常 工作。这就需要合理变压器的橄磁电感。 本文首先分析了双晶体管正激变换器的两种可能的工 作方式，进一步分析了实现高颇变压器正常复位时的高频变 压器激磁电感与工作占空比、工作频率之间的关系，并比较 了主开关用两个IItFP460，三个mFP460和四个1I1FP460并 联时橄盛电感限制值的变化。最后通过仿真和实脸加以了验 证。 2 工作过程分析 理想双正激变换器的等效电路图，如图1所示。C,和q 为MOSFET两端的寄生电容。在下面的分析中，假设寄生 电容C, =Ca;变压器的漏感忽略不计;半导体器件是理想 开关与电容并联构成;物出电感足够大，电感中电流可认为 是一个恒流涌;变压器原副边匝比为n. 双正傲变换器在一个开关周期内有两种可能的稳定工 作状态。 如图2所示。其工作波形如圈3(a)所示。 工作区间一:[t。一t,。在to时刻，开关Q‘和开关Q.关 断。此后，电流值为I, In的恒定电流给寄生电容C,和C‘充 电，开关Q和开关Q。上的电压线性上升。这个阶段到源极 . ._ ‘ _.V .._和漏极之间的寄生电容上的电压充电到粤 时结束。这个阶 一，-一 --- 一 - -一 2 段持续的时间记为T,: 不=t，一to=nC,V?21, (1) 其中Y 是输入电压，I。为输出电感电流平均值。 工作区间二:[t，一tj,在t，时刻，变压器副边电流从 副边二极管D,换到D,、接着橄磁电感L?,寄生电容C,和 寄生电容C,之间谐振。原边电流‘，继续下降。这个阶段到 开关管QL和级上的电压谐振到凡时结束。这个阶段持续 的时间记为T, _ 1 .， V. a', = t，一t, == arcsm(吧一任‘ J p L.I.p (2) ”中。=F 2T. T，、是变压器的“电感，1.是在t, 时刻的激磁电流。 当激磁电感L?较大时，由于T2相对整个周期来说很小， __.._ . _ 叭 __ _ ._ __，_ 树电流可近似示为:‘=耸DT，其中雌工作占 V ___ 、卜_.‘_ 空比D=V: n,ti了是开关周期。 工作区间三:[t:一t3 I。在t，时刻，开关管Q3和Q.上 的电压达到V?。变压器原边续流二极管刀:和D，导通，此 后激磁电流线性下降。这个阶段到橄磁电流降到零时结束。 这个阶段持续的时间记为T,: T3}3-tx=Y1-VY ' V (3) 图 1双正激变换器电路图 工作区间四:(t，一f,卜在t3时刻，激磁电流降至零， Mechanical & Electrical Engineering Magazine Vot18 Supplement 2001 机电工程 2001年 第18卷 增刊 原边续流二极管D2和D,截止。此后。傲磁电感L，和开关 管上的寄生电容C2和C,谐振。这个阶段当CL和Ca上的龟 压谐振”V;22时结束·这个阶段持续的时间记为; :一。一‘=x 工作区间五:n。一t, ]。在t‘时刻，副边二极管几导 通。高频变压器的原边电压被钳位至零。并且在这个阶段中 一直保持为零。这个阶段到开关管Q,和Qa再次导通时结 束。持续时间T,由工作占空比和开关周期袂定。 工作区间六:[t，一t, ]。在t,时刻，开关管Q.和么导 通，副边续流二极管D,中的电流换流到D,a这个阶段到开 关管Q，和Q,再次关断时结束.这个阶段的持续时间记为 几:几=t‘-t, =DT (4) (e)工作区间五 价 工作区间六 图2 双正漱变换器的工作阶段 叮撼定工作状态一) (a)工作区间一 2.2 德定工作状态二 在稳定工作状态二的一个周期中有五个工作阶段，见图 4。其工作波形见图3 (b)。 .工作区间一:[t o一1"].这个阶段的工作过程同阶段 [，。一t,],持续时间记为军: T,'=t; -t.=nC,气 27, (5) 助 工作区间二 ??? ? ? ???? ? ? ? ?? ?ip 1 (a)越定工作状态一 (C)工作区间三 (d)工作区间四 图 3 (b)稳定工作状态二 双正激变换器的工作波形 机电工程 20D1年 第18卷 增刊 Mechanical & Electrical Engineering Magazine Vol. 18 Supplement 2001 65 ?? ﹂ 1义 (a)工作区问一 n (a) f=60kHz 千~宋二 ，入铸 ?? ?? 叭 飞、互之架 伪)工作区问二 D 向 f=80kHz ⋯ 闷 ?? ? ~二之屯 I芳、 、 ?? ?? ，荟术滩漏 (c)工作区问三 n (c)f=l00kHz 图5 开关频率固定时的变压器激磁电感、工作占空比和总 时开关甘汤源间寄生电容之问的关系 _一，一 飞一、 (d)工作区问四 篡 D (a)两个ERFP460 f(xl 并联 ?? ?? ? (e)工作区问五 图4 双正敬变换器的工作阶段 峨德定工作状态二) ftxlo`lfz) (b) 3个UZFP460并联 Mechanical &日octncal Engineering Magazine Vol. 18 Supplement 2001 机电工程 2001年 第18卷 增刊 1-D· nGVf }o十厚 .am n· F2)咔2D一厂L.G 2 L?C, f' 2D' <1 ?? ??? ? (c) 4个MFP460并联 图6 开关管漏派间电容固定时的变压器激磁电感、工作占 空比和开关预率之间的关系 工作区间二:[t;一t;]在t:时刻。变压器副边电流从几 换到D6.此后，高频变压器激磁电感L}、寄生电容C、和 寄生电容q谐振·直到雌时刻，由于C、和c.上的电压小 于V?，原边续流二极管D:和D,仍然反偏·这个阶段到激 磁电流降至零时结束。持续时间记为叮: 3.2 毯定工作状态二 在这个状态下，原边续流二极管将不会导通。当激磁电 流到零时，变压器复位。变压器完全复位的条件为: T >T,'+T,'+T,' (10) 将式((5), (6), (7袱入不等式(10)，得到高频变压器磁复 位的条件为: 1一D nC, V;..二仄C厂 >} +-I}21? 2 2 从上面的分析中，可得双正激变换器正常工作的条 件为: 1-D_"(,V .4G __}_f仄C,.. 1 产 — ~r.口— 口月肠.“叹了 ，J— ，下 -二 2!p Y 2 D !2 f 2D'汀'几q 2 51) T, =t, -t.'=二 2办 (6) )二D T 厂三性 21.+R F2 2 >1) 工作区间三:[t,一t;] 在和寄生电容C,、C,谐振。 在1,时刻，激磁电感L?仍然 此后C,和C。上的电压开始下 __ ____ V. 。这个阶段到寄生电容C,和C‘上的电压隆全~于盯结束。 Z 持续时间记为T3:T, =t; 工作区间四:[t3一t, I 作状态一中的阶段[t‘一is 1 关周期决定。 工作区间五:[t二一i; 1 作状态一中的阶段[[t，一t, J 叮= t; -t; =DT 。这个阶段的工作过程同稳定工 。持续时间T;由工作占空比和开 。这个阶段的工作过程同稳定工 。持续时间记为T1 (9) 双正激变换器当式((8)成立时工作于稳定工作状态一， 否则就工作于稳定工作状态二。 L.C, f'_， ~.二了二戈一~-I l ZD ` 工作条件 (8) 为了使高频变压器正常复位。开关管的关断时间应该大 于变压器的复位时间。 31稳定工作状态一 在这个状态下，当原边续流二极管D,和D,关断时，高 频变压器复位。即为了使变压器正常复位应满足如下条件: T>不十几十兀十几 (9) 将式((1), (2). (3), (4)代入不等式(9),得到双正激变换 器中高频变压器磁复位的条件为: 图5 (a),图s (ro)和图S (c)为当开关频率分别为60kHz, 8OkHz和 loom 时的变压册激磁电感、最大工作占空比和 源漏间总的寄生电容之间的关系。在实际的应用中，开关频 率和并联的MOSFET数目首先确定。从图5 (a),图5伪)和 图5(C)可知，激磁电感值设计得越大，变压器正常复位所能 工作的最大占空比就越小。这就会影响变换器的变换效率。 为了增加变换器工作的最大占空比，在高频变压器中加入一 个小的气隙来减小变压器的激磁电感。从图5(a),图5(b) 和图5(C)亦可知，当工作占空比和开关频率一定时，为了实 现变压器的徽复位，设计的橄磁电感值应该随着并联的 MOSFET数目的增加而减小。 图6 (a)、图6 (b)和图6 (C)为主开关并联的MOSFEr数 目为两个HtFP460、三个Hl"460和四个HtFP46()时的变压 器激磁电感、工作占空比和开关频率之间的关系。从图6 (a), 图6出)和图6 (c)可知，当工作占空比和并联的MOSFE7数 目一定时，为了实现变压器的磁复位，设计的高频变压器的 激磁电感值应该随着开关频率的增加而减少。 当开关频率、并联的MOSFET数目和最大二作占空比 确定之后，从图5 (a),图5 (b),图5 (c)或圈6(a), .6 (b), 图 6(c)中很容易得到滋磁电感的限制值。例如，当 f=80kffz,D=0.4且并联的MOSFEr数目为四个“UP460 时。激磁电感乓应该小于3.5mH· 4 仿真和实验结果 电路仿真和实验中的参数为物入电压V.二 300V，主开关 并联的IRFP461」的数目为4个(每个HtFP460的源漏间等效 机电工程 2001年 第18卷 增刊 Mechanical & Electrical Engineering Magazine Vol. 18 Supplement 2001 电容为680pF),i1出电感为L=400pH,输出电容为C=2201T, 开关频率为介gOkHz，工作占空比为D= 0.4,高频变压器 原副边匝比为n=1:3,输出电流为Io 15A 图7 (a)为开关管的驱动波形。图7 (b),图7 (c)和图7 (d) 为激磁电感值分别取乓=1mH ,气=2mH 和 L?= 3.6mH时的开关管源漏之间的电压波形。从图7 (6) 中得，万十兀=1.25Iis。从图7 (c)中得。不十爪= 2.92拜，。 从图7(d)中得，T, +T2 =5.4E1s。可见当傲磁电感增加时， T,十T2在增加，变压器复位需要的总的时间(不十Tz +T3 ) 呈增加的趋势。一旦T, +兀 +T,大于关断时间时，双正激变 换器将不能正常工作。 图9 (a)和图9 (c)为擞磁电感值分别为L?=1MH和 LA, = 2mH时的实验中的主开关上的电压波形。图9 (6)和图 9 (d)为激磁电感值分别为L?=1MH和L.二2mH时的仿 真中的主开关上的电压波形。在图9 (a)中，双+几=1.4N,, 在图9 (c)中，双十几=2.2ps。从图9中可见随着激磁电感 值得增加，T,十T2在增加，变压器复位需要的总的时间 (T1+几十几)呈增加的趋势。由于实际电路中变压器中存在 着漏感，使得实验中得出的主开关的电压波形在关断瞬间有 尖峰。 2Or ? U， 12.5泌 (a) D = 0.3, Ls 251ts =1mH 《洲)v 12)脚 (b) D=0.3,L,, 25us =1mH ??? 12.59s 25us (b) D=0.4, Lm =1mH 20v T,+Tz几 )S (c) D二 沉=‘ 25us (c)D = 25Ns 二2mH 41洲n Ns (d) 2.5us 15u sD=0.么纵 = 1MH ? is (d)。一，4,2--'=9.6.H'- 图 7 不同的激磁电感对关断时的开关 管漏源间电压的影响 〔仿真结果) 图8 (a)和图8 (c)为占空比分别取D=0.3和D =0.2 时的开关管驱动波形。图8 (b)和图8 (d)为占空比分别取 D=0.3和D=0.2时的开关管源漏之间的电压波形.从图 8中可知当开关频率和并联MOSFET数目一定时，随着占 空比变化时，变换器将可能在两种不同的工作状态。图8 (a)和图8 (b)对应工作状态一。图8 (c)和图8 (d)对应工作 状态二。 图8 不同的工作占空比对关断时开关 管漏源间电压的影响 5 结 论 本文分析了双正激变换鉴的两种稳定工作状态，得出了 在不同数目MOSFET并联下，高频变压器能正常复位时的 高频变压器的激磁电感、电路工作占空比和开关频率之间的 关系。结果表明，当主开关由多个M SFEI ，并联时，激磁 电感值应合理设计以实现变压器的正常复位。 致 谢 本项目得到教育部留学回国人员科研启动基金资助项 阴 机电工程 200」年 第is卷增刊Mec吵)丝& Electrical Engineering Magazine Vol.18 Supplement 2001 目的支持。 (a)实验波形 (L?=1mH 50v/div,5psldiv 叭 年 50 (c)实脸波形 (L. =2mff 50vldiv,SWdiv) 伪. 12.5 25 3， 50 (d)仿真波形(L.=2mH) 图 9 参考文献 不同的激磁电感对关断时的开关管漏源间电压的影响 lit Han Feng, Dehong Xu and YS.Lee, "Comparison of Interleaving Methods of Two-Transistor Forward Converter", PEDS'99, July 1999. 121 Feng Han, Xu Dehong and Mikfiko Matsui, "A Novel ZVT Circuit for Interleaving Two-transistor Forward Converter",八pec'2以旧. 口〕C.RG Treviso, A.A.Pereim, etal, "A 1.5kw operation with 90% efficiency of a two transistor forward conveter with nonalisspative snubber", PESC'98, P696-700. 14) Michael T. Zhang; Milan M, Jovanovic and F.C. Lee, "Analysis and evaluation of interleaving Tech咖ues in forward converters",正EE Trans. on PE. , July 1995, 13(4)