一种新型大功率输入并联输出串联Buck半桥变换器

第 32 卷 第 6 期 中 国 电 机 工 程 学 报 Vol.32 No.6 Feb.25, 2012 2012 年 2 月 25 日 Proceedings of the CSEE ©2012 Chin.Soc.for Elec.Eng. 47 文章编号：0258-8013 (2012) 06-0047-09 中图分类号：TM 46 文献标志码：A 学科分类号：47040 一种新型大功率输入并联输出 串联 Buck 半桥变换器 杜青，齐铂金，张涛，汪涛 (北京航空航天大学机械工程及自动化学院，北京市 海淀区 100191) A Novel High-power Input-parallel Output-series Buck-halfbridge Converter DU Qing, QI Bojin, ZHANG Tao, WANG Tao (School of Mechanical Engineering and Automation, Beijing University of Aeronautics and Astronautics, Haidian District, Beijing 100191, China) ABSTRACT: Two-switch Buck-Boost and Boost-Buck converter are the most appropriate solutions for efficient high-power applications in existing topologies. The former structure is simple, whereas the current ripple is large. The latter introduces two inductors, thus the power density is difficult to improve. A novel high-power input-parallel output-series Buck-halfbridge (IPOSBHB) converter was proposed in this paper. The circuit structure, working principle and basic relations were analyzed. A comparison of IPOSBHB and Boost-Buck cascade converter was also elaborated including voltage and current stress, the total volume of magnetic components and efficiency. A combinatorial control strategy was proposed, thereby the Buck-Boost operation mode transition and constant voltage and current output characteristics were realized. The proposed theory is validated by a 15 kW prototype. KEY WORDS: Buck-Boost converter; Boost-Buck cascade converter; input-parallel output-series Buck-halfbridge (IPOSBHB); operation mode transition 摘要：现有的升降压拓扑中双管 Buck-Boost 和双管 Boost- Buck 变换器较符合高效大功率场合的使用要求，前者结构 简单，但电流纹波大；后者引入了 2 个电感，功率密度很难 提高。提出了一种新型大功率并联输出串联 Buck 半桥变换 器(input-parallel output-series Buck-halfbridge，IPOSBHB) ， 了 IPOSBHB 的电路结构、工作原理及基本关系，并从 电压电流应力、磁性元件总体积、效率这 3 个方面与双管 Boost- Buck 变换器做了对比，提出了一种基于组合开关方 式的控制策略，实现了升降压的模式切换和恒压、恒流的输 出特性，最后通过 1 台 15 kW 样机对所提出的理论进行了 基金项目：国家 863 高技术基金项目(2006AA11A145)。 The National High Technology Research and Development of China 863 Program (2006AA11A145)． 验证。 关键词：升降压变换器；双管 Boost-Buck 变换器；并联输 出串联 Buck 半桥变换器；模态切换 0 引言 近年来，升降压变换器在便携式设备[1-2]、通信 电源[3-4]、功率因数较正[5-6]、燃料电池汽车[7]和光 伏发电[8]等领域都有广泛的应用，其中后两者功率 需求较高，通常在 kW 级以上：我国十五期间研制 的轿车用燃料电池发动机输出功率为 30 kW，客车 用输出功率为 60 和 100 kW[9]；小型屋顶用光伏发 电设备功率为 2~5 kW[8]，大型光伏发电设备功率可 达 10 kW[10]、几十 kW 甚至数百 kW 以上[11]。高功 率等级和宽输入电压范围大大增加了变换器 的难度。此外，如何在实现基本功能的基础上尽可 能地提高变换器的效率、可靠性和功率密度又是所 有应用领域共同需求。因此设计高效、大功率、高 可靠性和高功率密度的升降压变换器有着重要的 现实意义。 目前，能同时实现升降压功能的基本变换器可 以划分为隔离和非隔离 2 类，前者由于变压器的 引入可以方便地将输入、输出端通过串、并联的 方式组合在一起，以满足高电压或大电流的使用 要求[12]，但与后者相比，前者由于输入的能量全 部通过变压器传递到输出端，效率通常较低；后 者包括单管的 Buck-Boost、Cuk、Sepic 和 Zeta 变 换器，双管级联式的 Buck-Boost 和 Boost-Buck 变 换器。由能量传输方式[13]可知，单管升降压电路 在任何开关模态下输入级的能量均通过储能元件 48 中 国 电 机 工 程 学 报 第 32 卷 (电感或电容)传递到输出端，无能量直接传输通 道，因而电压电流应力大。高应力不但增加了器 件的成本，而且降低了变换器的效率和可靠性； 双管级联式的 Buck-Boost 和 Boost-Buck 电路因其 输入输出电压同极性、器件应力低等特性受到了 广泛关注。 双管 Buck-Boost 变换器主电路结构简单，但该 变换器由于输入输出端电感的缺失，电流纹波较 大。控制策略目前主要有同步控制[14]、交错控制[8] 和组合控制[4,15-16]3 种方式。同步控制下需要较大的 储能电感，开关管的电流应力和开关损耗较大；交 错控制可使储能电感最小，但开关损耗仍然较大； 组合控制可降低开关损耗，但 2 种工作模式的平滑 过渡比较困难。双管 Boost-Buck 变换器输入输出均 有电感，电流纹波小。文献[17]将其引入手机供电系 统中以改善锂电池的输出纹波，文献[18]将其应用于 车载热发电系统中实现最大功率跟踪(maximum power point tracking，M)和功率匹配。双管 Boost- Buck 变换器中引入了退耦电容，通常采用组合控制 开关方式，因而同样存在工作模式的平滑切换问 题，当变换器的输出功率较大时流过退耦电容的电 流有效值大，易产生振荡，需要采用容量大、等效 串联电阻小的电容，此外引入了 2 个电感使得变换 器的功率密度很难提高。 针对上述问题，本文将提出一种新型并联输出 串联 Buck 半桥变换器(input-parallel output-series Buck-halfbridge，IPOSBHB)，该变换器的设计吸 取隔离式变换器可以方便组合和非隔离变换器效 率高的特点，将 Buck 和半桥组合在一起，输入端 采用并联方式、输出端采用串联方式。IPOSBHB 电路从两模块的输入端实现彻底解耦，消除模块 间的相互影响，避免振荡的产生。但 IPOSBHB 由 于 Buck 的引入本质上属于非隔离型拓扑，只能适 用于输入输出不要求电气隔离的场合。本文将分 析 IPOSBHB 变换器的电路结构、工作原理及基本 关系，并与双管 Boost-Buck 变换器作了对比；设 计基于组合开关方式的控制系统，实现升降压模 式切换和恒压、恒流的输出特性，最后通过 1 台 15 kW 样机加以验证。 1 IPOSBHB 变换器 1.1 电路结构 IPOSBHB 电路结构如图 1 所示。Buck 电路由 电容 C3、开关管 T3、快恢复二极管 D5 和电感 L 组 成，Half-bridge 电路由电容 C1、C2、开关管 T1、 T2、快恢复二极管 D1—D4、电感 L 和变压器 B 组 成，变压器 B 的一次绕组匝数为 NP，二次绕组匝 数为 NS。Buck 和 Half-bridge 模块输入端采用并联 方式，共同从输入端电源 Ui 取电，输出端采用串联 方式，共用电感 L，变换器总输出电压 Uo 等于 2 个模块输出电压之和。 T1 T2 T3 D5 D3 D4 D1 D2 B C1 C2 C3 C4 L IL Ib   Ui   Uo 图 1 IPOSBHB 变换器 Fig. 1 IPOSBHB converter 控制开关管 T1(T2)和 T3 的占空比 D 和 D， IPOSBHB 就可以实现升降压功能：当 D 和 D均为 零时 Uo 也为零；Uo 随 D 和 D的增大而增大，当占 空比较小时有 UoUi，因而变换器可以实现升压。 IPOSBHB 电路输出电压为 Buck 和半桥模块输 出电压之和，因而对于同一目标电压，如何分配 2 模块的传输能量成为 1 个新的问题。由于 Buck 电 路额定工作点效率可达 96%以上，而半桥电路只有 90%左右，显然尽量由 Buck 电路提供能量更有助 于提高整个变换器的效率，因而本文定义 IPOSBHB 电路高效工作模式如图 2 所示。当输入电压高于输 出电压目标值时，变换器工作在降压模式，开关管 T3 动作，T1 和 T2 截止，半桥电路不起作用，输入 的所有能量通过 Buck 电路传递到输出端；当输入 电压低于输出电压目标值时，变换器工作在升压模 式，开关管 T3 直通，T1 和 T2动作，半桥电路提供 目标电压与输入电压差值部分的电压。 1.2 工作原理 1.2.1 降压模式 本节将分析变换器工作在电感电流连续模式 (continuous conduction mode，CCM)时的工作原理， 在分析之前作以下假设：开关晶体管、二极管均是 理想器件，可以快速地导通和截止，而且导通时压 第 6 期 杜青等：一种新型大功率输入并联输出串联 Buck 半桥变换器 49 T3 D5 C3 C4 D3 D1 D4 D2 L Uo   Ui   (a) 降压模式 T1 T2 D3 D4 D1 D2 B C1 C2 C3 C4 L   Ui   Uo (b) 升压模式 图 2 IPOSBHB 等效电路 Fig. 2 Equivalent circuit of IPOSBHB 降为零，截止时漏电流为零；电感、变压器是理想 器件，均工作在线性区而未饱和，寄生电阻、漏感 为零；电容的等效串联电阻为零，纹波电压与稳态 电压的比值小到允许忽略，即可以用电容的稳态电 压代替动态变化的电压；忽略引线损耗。 降压模式下 IPOSBHB电路与Buck电路相比多 了二极管 D1—D4，由于电感电流连续，二极管始终 处于导通状态，流过每只二极管的电流为电感电流 的 1/2。降压模式下 IPOSBHB 电路的部分元件的工 作波形图如图 3(a)所示，其中 P3 为开关管 T3 驱动 信号，UT3、UD5、iT3、iD5 分别为开关管 T3 和二极 管 D5 的电压和电流。 1）开关模态 1(0—t1)。此时 T3导通、D5截止、 电感电流线性增加，当 tt1时 iL达到最大值 ILmax，为 i o[( ) / ]Li U U L D T   (1) 2）开关模态 2(t1—t2)。此时 T3 截止、D5 导通 续流、电感电流线性减小，当 tt2时 iL达到最小值 ILmin，为 o / (1 )Li U L D T   (2) 1.2.2 升压模式 降压模式下开关管 T3 直通，IPOSBHB 电路等 效为输入电源与半桥模块相串联，部分元件的工作 波形图如图 3(b)所示，其中 P1、P2 为开关管 T1 和 T2 的驱动信号，UT1、UD1、iT1、iD1 分别为开关管 T1 和二极管 D1 的电压和电流，iB为变压器电流。 1）开关模态 1(0—t1)。此时 T1 导通、T2 截止、 C1 上的电压加在变压器 B 的一次线圈上，由于 C1C2，因此变压器一次电压为 0.5 Ui，二极管 D2、 P3 UT3 UD5 iD5 iT3 iC4 iL Ui Ui IL Io ILmax ILmin ILmax ILmin ILmax ILmin t1 t2 t3 t t t t t t t (a) 降压模式 P1 UT1 UD1 iD1 iT1 iB iL Ui (UoUi)/(2D) IL Io ILmax ILmin ILmax ILmin t1 t2 t3 t t t t t t t P2 P3 t t t4 t5 t6 t7 (b) 升压模式 图 3 CCM 下 IPOSBHB 电路波形 Fig. 3 Waveform in CCM of IPOSBHB D3 截止，D1、D4 导通，电感电流 iL 线性增加。当 tt1 时 iL达到最大值 ILmax，为 S i o P s (1 0.5 ) L N U U Ni DT L     (3) 式中 Ts 为周期时间。 2）开关模态 2(t1—t2)。T1、T2 同时关断，变压 器 B 的一次线圈电压为零，二极管 D1—D4 同时续 流，电感电流 iL线性减小，当 tt2时 iL达到最小值 ILmin，为 o i s (1 2 )( ) 2L D U Ui T L    (4) 由式(1)、(2)可得 IPOSBHB 电路降压模式的稳 态电压变比为 50 中 国 电 机 工 程 学 报 第 32 卷 o iU U D (5) 由式(3)、(4)可得 IPOSBHB 电路升压模式的稳 态电压变比为 S o i P (1 )NU U D N   (6) 2 IPOSBHB与双管Boost-Buck变换器对比 2.1 开关器件对比 首先假定变换器输出电压和功率恒定，输入电 压变化范围相同，输出电压处于变化的输入电压范 围中，各电感纹波电流与平均电流相比很小。 IPOSBHB 电路中引入的开关元件及其应力见

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1，可以看出 IPOSBHB 电路共引入 8 个开关器 件，在变换器的整个工作范围内，各器件的最高工 作电压和电流为表中底纹标注的电压电流，可以得 到所有器件的最高截止电压为 m i o imax[ , ( ) / (2 )]U U U U D  (7) 表 1 IPOSBHB 电路开关器件及其应力 Tab. 1 Switching devices and stress of IPOSBHB 降压模式 升压模式 IPOSBHB 开关器件 截止电压 峰值电流 截止电压 峰值电流 T1 0.5Ui 0 Ui (Io0.5IL)NS/Np T2 0.5Ui 0 Ui (Io0.5IL)NS/Np T3 Ui Io0.5IL 0 (Io0.5IL) D1—D4 0 0.5(Io0.5IL) (UoUi)/(2D) (Io0.5IL) D5 Ui Io0.5IL Ui 0 最高峰值电流为 m o L o S Pmax[ 0.5 ,( 0.5 ) / ]LI I I I I N N     (8) 双管级联式变换器电路结构如图 4 所示。双管 Boost-Buck 电路的开关元件及其应力见表 2，共引 入了 4 个开关器件，在变换器的整个工作范围内， 各器件的最高工作电压和电流为表中底纹标注的 T1 L D2 D1 T2 C Ui   Uo   (a) 双管 Buck-Boost 电路 T1 D2 D1 T2 Ui   Uo   L2 L2 C1 C2 (b) 双管 Boost-Buck 电路 图 4 双管级联式电路 Fig. 4 Two-switches cascade converter 表 2 双管 Boost-Buck 开关器件及其应力 Tab. 2 Switching devices and stress of Boost-Buck cascade converter 降压模式 升压模式 IPOSBHB 开关器件 截止电压 峰值电流 截止电压 峰值电流 T1 Ui Io0.5IL1 0 Io T2 Ui 0 Ui Ii0.5IL2 D1 Ui Io0.5IL1 Ui 0 D2 0 Ii Ui Ii0.5IL2 电压电流，可以得到所有器件的最高截止电压 UmUi，峰值电流 ImIi0.5IL2。 从器件数量来说，IPOSBHB 电路更多，其复 杂程度高于双管 Boost-Buck 电路。从电压电流应力 角度，忽略损耗和纹波的影响，对于 IPOSBHB 电 路，当 UmUi 时，有(UoUi)/(2D)Ui，考虑死区取 D 的上限为 40%可以得到 Uo1.8Ui，此时 IPOSBHB 电路所有器件的最高截止电压不超过 Ui，与双管 Boost-Buck 电路相当；当 ImIoNS/NP 时，欲使 IPOSBHB 电路所有器件峰值电流不超过级联式拓 扑，需要使 IoNS/NPIi，对于双管 Boost-Buck 电路 有 IiUiIoUo，将其带入可得限制条件转化为 ISNP Uo/Ui，结合式(6)仍取 D 的上限为 40%可得到 Uo 1.67Ui，即 IPOSBHB 电路所有器件峰值电流不超过 级联式拓扑的条件为 o i1.67U U (9) 综上所述，当变换器输出电压和输入电压始终 满足式(9)时，IPOSBHB 电路开关器件的最高电压 与级联式拓扑相同，最高电流应力将低于级联式 拓扑。 2.2 磁性元件对比 开关电源中磁性元件的体积重量占有相当大 的比例(20%~30%)[19]。磁性元件的体积和重量随磁 心面积积(AP)的增大而增大[20]，该值表征着磁心的 功率处理能力。对于变压器有 4t p AC f u 10 PA B fJK K   (10) 式中：BAC为交流磁通密度；Pt 为变压器视在功率， PtPi(B)Po(B)(11/B)Po(B)；B为变压器效率；f 为 开关频率；J 为电流密度；Kf为波形系数；Ku 为窗 口利用系数[20]。对于电感有 4 p m u 2 10WA B JK   (11) 式中：Bm为最高工作磁通密度，W 为电感传递的能 第 6 期 杜青等：一种新型大功率输入并联输出串联 Buck 半桥变换器 51 量， 20.5 LW LI 。 从式(10)可得，变压器的面积积 AP正比于输出 功率 Po(B)。对于 IPOSBHB 电路，当总输出功率 Po 不变时，变压器 B 的传输功率 Po(B)Po(UoUi)/Uo， 当输出输入电压压差较小时，所需的变压器体积和 质量较小。由式(11)可得，电感的面积积 AP与电感 L 和电感平均电流 IL的平方成正比。由于 IPOSBHB 电路中电感 L 和双管 Boost-Buck 电路中电感 L2的 平均电流始终与输出电流相等，因而当变换器输出 电压和功率一定且感量 L 相同时，电感 L 和 L2 可 以采用相同规格的电感。然而双管 Boost-Buck 电路 中电感 L1 的面积积需以升压模式下的变换器的输 入电流为设计依据，当输出功率不变时此电流值高 于输出电流值，因而对于同样感量 L，必然有电感 L1 的体积和重量大于 L2。 由上述分析可以预计，当变换器升压比较小 时，IPOSBHB 电路磁性元件的总体积相对双管 Boost-Buck 电路更具优势。 2.3 效率对比 变换器的损耗分析对提高系统的效率和功率 密度、进行器件选取和散热设计有着重要的指导意 义。作为一个全新的拓扑，IPOSBHB 电路尽管引 入了变压器，但由于 Buck 和半桥采用并联结构， 其本质上仍为非隔离型拓扑，直观上感觉其效率应 介于隔离型拓扑和级联式拓扑之间。对变换器的损 耗源进一步分析，对于大功率变换器而言，主功率 器件的损耗起决定性作用，文中 2 种电路引入的电 容均为薄膜电容，其等效串联电阻很小，损耗相对 于开关器件和磁性元件可以忽略。IPOSBHB 和双 管 Boost-Buck 电路主要损耗源见表 3。 表 3 IPOSBHB 和双管 Boost-Buck 电路损耗源 Tab. 3 Loss source of IPOSBHB and Boost-Buck cascade converter 电路拓扑 降压模式 升压模式 IPOSBHB T3、D1—D5、L T1-T3、D1—D4、B、L 双管 Boost-Buck T1、D1、D2、L1、L2 T1、T2、D2、L1、L2 在相同的工况下对 2 种变换器的效率进行对 比：假定选用的开关器件型号相同，当变换器处于 降压模式时，IPOSBHB 与双管 Boost-Buck 相比输 入端少了 1 个电感和 1 个二极管，输出端多了 4 个 二极管，由于降压模式下 Io>Ii，前者的效率应该略 低于后者；当变换器处于升压模式时，尽管 IPOSBHB 引入了变压器，但变压器只是提供输出 与输入电压差值部分所对应的能量，当升压比较低 时，绝大部分能量是通过开关管 T3 直通到输出端 的，因而由于变压器造成损耗对于整个变换器的输 出功率而言，其比重大大降低了。此外，由于 IPOSBHB 电路输入端采用并联方式，2 套电路共同 分担输入端的电流，降低了输入端各器件的电流应 力，因此每个器件的损耗相比于级联式电路有所降 低。2 种变换器具体的效率水平跟实际工况相关。 3 控制系统设计 3.1 总体结构 鉴于 IPOSBHB电路Buck和半桥模块在输入侧 实现了解耦，本文设计了 2 套完全独立的控制系统 分别对两模块进行控制，系统结构总图如图 5 所示。 其中系统 I 用于调整 Buck 电路占空比，系统 II 用 于调整半桥电路占空比，每套控制系统均包含恒压 和恒流闭环。在系统 I 中，Ug1、Ig1 为输出电压和电 流给定信号，Uo1 为电压反馈信号；在系统 II 中， Ug2、Ig2 分别为输出电压和电流给定信号，Uo 为电 压反馈信号。2 套系统电流反馈信号均为电感电流 IL，调节网络均为 PI 调节。 驱动电路 脉宽调制 驱动电路 脉宽调制 PI PI min PI PI min utri1 utri2       Uo Uo1Ug1 Ug2 Ig2 Ig1 IL IL I II 控制系统 T1 T2 T3 D5 D3 D4 D1 D2 B C1 C2 C3 C4 L IL IB   Ui   Uo P3 P1 P2 IPOSBHB 电路   Uo1 图 5 控制系统结构 Fig. 5 Control system structure 采用组合开关方式以实现高效工作模态，即降 压模式下系统 II 的驱动信号 P1和 P2截止，变换器 的输出状态由系统 I 的驱动信号 P3 决定；升压模式 下系统 I 的驱动信号 P3 一直为高，变换器的输出状 态由系统 II 的驱动信号 P1 和 P2 决定。 3.2 恒压恒流输出特性 DC-DC 变换器输出特性为矩形特性，有最大输 52 中 国 电 机 工 程 学 报 第 32 卷 出电压和电流限制，恒压模式时变换器的输出电压 受给定电压控制，有电压闭环误差信号 euUgUf 0；恒流模式时变换器的输出电流受给定电流控制， 有电流闭环误差信号 eiIgIf0。如图 6 所示，当变 换器工作于 A 点时处于恒压模式，工作于 B 点时处 于恒流模式。在 A 点时有 eiAIgAUfA>0，此时误差 信号 eiA>euA；在 B 点时有 euBUgBUfB>0，此时误 差信号 euB>eiB。可以看出，无论变换器工作在哪种 模式都是误差小的闭环起作用，即 u imin[ , ]e e e (12) 负载线 A B IgB IgA Igm If Uf Ugm UgA UgB 0 图 6 恒压恒流输出矩形特性 Fig. 6 Rectangular output characteristics of constant voltage and current 在负载不变的情况下，要使变换器按设定的闭 环工作，应尽量增大另一个闭环的误差信号，即可 以将另外闭环的给定值调至变换器允许的最高值。 此外，当给定值不变负载突变时，按照上述控制方 法变换器可以自动切换恒压和恒流的输出特性，无 需额外的逻辑控制。 3.3 升降压模态切换 如前所述，要想使变换器工作在高效降压升压 模态，就必须解决系统 I、II 在不同模态间的切换 问题。基于误差调节的闭环控制系统，对于同样幅 值的载波信号，稳态时其调制波和载波的关系应如 图 7 所示，图中 e1、e2分别为系统 I、II 电压和电 e1 utri1 utri2 P3 P1 P2 e2 t t 1 0 1 0 e P (a) 降压模式 e1 utri1 utri2 P3 P1 P2 e2 t t 1 0 1 0 e P P1 (b) 升压模式 图 7 调制波和载波关系 Fig. 7 Relationships of modulation wave and carrier wave 流闭环误差最小值，utri1和 utri2 分别为系统 I、II 的 PWM 发生器载波，两者幅值均在[0, 1]间。当变换 器处于降压模式时，应根据负载状态使 e1 处于[0, 1] 间，同时使 e2 不超过 0，确保开关管 T3 动作，T1 和 T2 处于关闭状态；当变换器处于升压模式时应使 e1 不低于 1，同时使 e2 处于[0, 1]间，确保 T3 直通， T1 和 T2 动作。 假定调制波误差信号幅值也限制在[0, 1]间，根 据图 7 可以得到表 4，当变换器处于降压恒压模式 时，有 e1u>e2u，由于 PI 调节环节中积分项的存在， 给定和反馈的误差信号大小决定稳态时调制波的 误差信号，因而有 Ug1Uo1>Ug2Uo，忽略开关管、 二极管、电感和引线的通态压降，有 Uo1Uo，可以 得到降压恒压模式高效工作模态的条件为： Ug1>Ug2，此时变换器输出电压 UoUg1；当变换器 处于升压恒压模式时，同样有 e1u>e2u，即 Ug1Uo1> Ug2Uo，此时由于 Buck 模块处于直通模态，半桥 提供输出电压目标值与输入电压间的压差，因而有 表 4 不同模态的各闭环的稳态误差 Tab. 4 Steady-state error of the closed loops in different modes 误差 模式 e1u e1i e2u e2i 降压恒压 (0,1) 1 0 0 降压恒流 1 (0,1) 0 0 升压恒压 1 1 (0,1) 1 升压恒流 1 1 1 (0,1) Uo1UinUo1Uo 即可实现 高效工作模态，而 max[Uo1Uo]0，因而保证 Ug1>Ug2 时变换器即可工作在高效工作模态，此时 输出电压 UoUg2。 综上可得，当系统 I、II 中目标电压给定值 Ug1>Ug2 时，变换器即可实现降压恒压和升压恒压 的模态切换，保证变换器稳态工作时始终处于高效 工作模态。同时为了兼顾输出电压的精度，应使 Ug1 和 Ug2 之差尽可能小。对于降压恒流和升压恒流 的模态切换分析方法与恒压模式相同，不再赘述。 可以得到，变换器工作在高效模态时电流给定信号 需满足 Ig1>Ig2。 4 实验研究 本文研制了 IPOSBHB 和双管 Boost-Buck 变换 器原理样机各 1 台，变换器统一的规格为：额定功 率 15 kW，输入电压范围为 220~450 V，输出电压 第 6 期 杜青等：一种新型大功率输入并联输出串联 Buck 半桥变换器 53 范围为 270~350 V 可控，各器件参数见表 5，其中 部分二极管为绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)，实物如图 8 所示。 在额定功率下，变换器最大升压比出现在 Ui220 V、Uo350 V 的时刻，此时最大升压比为 1.59<1.67，IPOSBHB 变换器变压器传输功率达到 最大值，电路中最高电流应力为流过开关管 T1、T2 的电流，其平均值约为 64 A；双管 Boost-Buck 变换 器中最高电流应力为流过开关管 T2和二极管 D2的 电流，其平均值约为 68.2 A。可见升压比在满足 式 (9)时， IPOSBHB 变换器最高电流应力低于 Boost-Buck 变换器。 表 5 样机参数 Tab. 5 Prototype parameters IPOSBHB 双管 Boost-Buck 器件名称 型号及参数 器件名称 型号及参数 T1—T3、 D5 FF200R12KS4 T1、D1 FF200R12KS4 D1—D4 DSEP2-101-04A T2、D2 FF200R12KS4 L 600 H/安泰科技非晶矩 形铁心 (CFC-077035020020)/ 2.6 kg L1 600 H/安泰科技非晶矩 形铁心 (CFC-077035020020)/ 2.6 kg B Np：Ns0.67/安泰科技纳 米晶环形铁心 (ONL-1207020)/2.3 kg L2 600 H/安泰科技非晶矩 形铁心 (CFC-084035022025)/ 3.5 kg C1—C3 240 F/1 250 V C1 640 F/1 250 V C4 240 F/1 250 V C2 440 F/1 250 V 电感 L 开关管 T1、T2 电感 L2 电感 L1二极管 D1-D4 开关管 T1 二极管 D1 开关管 T3 二极管 D3 变压器 B 开关管 T2 二极管 D2 (a) IPOSBHB 变换器 (b) 双管 Boost-Buck 变换器 图 8 15 kW 样机实物图 Fig. 8 Figure of 15 kW prototype 由表 5 可以看出 IPOSBHB 变换器磁性元件总 质量为 4.9 kg，双管 Boost-Buck 变换器总质量为 6.1 kg，前者更具优势。 额定功率下当 Uo350 V 时的实测效率曲线如 图 9 所示，可以看出，当输入电压在 220~450 V 范 100.0 98.4 98.2 97.6 96.8 96.0 95.2 94.4 200 250 300 350 400 450 Uin/V /% IPOSBHB 变换器 双管 Boost-Buck 变换器 图 9 效率曲线 Fig. 9 Efficiency curves 围内变化时，2 种变换器都具有较高的效率，均超 过 96%，降压模式下效率普遍高于升压模式，效率 最低点出现在输入电压最低的时刻；IPOSBHB 变 换器与双管 Boost-Buck 变换器相比略逊一筹，升压 模式效率差距大于降压模式。 IPOSBHB 变换器降压模式下稳态时开关管 T3 集电极与发射极两端的电压波形和电感 L的电流波 形如图 10(a)所示，升压模式下稳态时开关管 T2 集 电极与发射极两端的电压波形和电感 L的电流波形 如图 10(b)所示，与上述分析的理论波形一致，证 实了控制系统可以实现稳态的高效控制，且具有较 好的稳定性；IPOSBHB 变换器降压和升压模式的 阶跃响应如图 11 所示，其中图 11(b)经历了降压恒 压到升压恒压的模态切换，动态调节效果良好。 i L( 15 A /格 ) t(50 s/格) (a) 降压模式 u C F3 (1 00 V /格 ) iL uCE3 i L( 15 A /格 ) t(50 s/格) (b) 升压模式 u C F2 (1 00 V /格 ) iL uCE2 图 10 电感电流和开关波形 Fig. 10 Inductor current and switching waveforms 54 中 国 电 机 工 程 学 报 第 32 卷 t(50 ms/格) (a) 降压模式 u( 10 0 V /格 ) ui uo t(50 ms/格) (b) 升压模式 u( 10 0 V /格 ) ui uo 图 11 阶跃响应 Fig. 11 Step response 5 结论 本文提出了一种新型 IPOSBHB 电路，该电路 由 Buck 和半桥模块组合而成，输入端并联输出端 串联，电路结构中从输入端实现了彻底的解耦，消 除了模块间的相互影响，避免了振荡的产生。分析 了 IPOSBHB 的电路结构、工作原理及基本关系， 并与双管 Boost-Buck 变换器做了全面的对比，设计 了基于组合开关方式的控制系统，实现了升降压的 模式切换和恒压、恒流的输出特性，最后通过 1 台 15 kW 输出的样机加以验证。实验结果表明， IPOSBHB 变换器在额定工作时的效率可以达到 96%以上，当升压比较低时，其开关器件的最大电 流应力更小，磁性元件的总质量更轻；文中提出的 组合式开关方式可以实现变换器恒压、恒流的输出 特性，可以实现变换器稳态的高效控制和动态的升 降压模式切换，具有较好的稳定性和动态特性。 参考文献 [1] Sahu B，Rincon M G．A low voltage，dynamic，no inverting，synchronous buck-boost converter for portable applications[J]．IEEE Transactions on Power Electronics， 2004，19(2)：443-452． [2] Chakraborty A，Khaligh A，Emadi A．Combination of buck and boost modes to minimize transients in the output of a positive buck-boost converter[C]//IECON 2006 32nd Annual Conference on IEEE Industrial Electronics．Paris， France：IEEE，2006：4075-4080． [3] 任小永，阮新波，李明秋，等．双沿调制的四开关 Buck-Boost 变换器[J]．中国电机工程学报，2009， 29(12)：16-23． Ren Xiaoyong，Ruan Xinbo，Li Qumin，et al．Dual edge modulated four-switch Buck-Boost converter [J]．Proceedings of the CSEE，2009，29(12)：16-23(in Chinese)． [4] 任小永，唐钊，阮新波，等．一种新颖的四开关 Buck-Boost 变换器[J]．中国电机工程学报，2008， 28(21)：15-19． Ren Xiaoyong，Tang Zhao，Ruan Xinbo，et al．A novel four switch Buck-Boost converter[J]．Proceedings of the CSEE，2008，28(21)：15-19(in Chinese)． [5] Chen Jingquan，Maksimovic D，Erickson E W．Analysis and design of a low-stress buck-boost converter in 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