振荡电路

振荡电路 　 正弦波振荡器在量测、自动控制、无线电通讯及遥控等许多领域有着广泛的应用．例如调整放大器时，我们用一个＂正弦波信号发生器＂和生一个频率和振幅均可以调整的正弦信号，作为放大器的输入电压，以便观察放大器输出电压的波形有没有失真，并且量测放大器的电压放大倍数和频率特性．这种正弦信号发生器就是一个正弦波振荡器．它在各种放大电路的调整测试中是一种基本的实验仪器． 在无线电的发送和接收机中，经常用高频正弦信号作为音频信号的＂载波＂，对信号进行＂调制＂变换，以便于进行远距离的传输． 高频振荡还可以直接作为加工的能源，例如焊接半导体器件引脚时使用的＂超声波压焊机＂，就是利用60KHz左右的正弦波（即超声波）作为焊接的＂能源＂． 那么一个正弦波振荡器为什么能够自己产生一个正弦波的振荡呢？它产生的正弦振荡又怎么能够满足我们所提出来一定频率和振幅的要求呢？最后，这个正弦振荡在外界干扰之下又怎么能够维持其确定的振荡频率和振幅呢？这些就是下面我们要讨论的基本问题． 放大电路是典型的两端口网络,振荡电路是一个典型的单端口网络,只有一个射频信号的输出端口.从能量转化的角度来看,射频放大电路和射频振荡电路都是直流电的能量转换到特定频率射频信号的能量.两者的区别就在于振荡电路没有射频信号的输入,而放大电路必须有射频信号的输入. 振荡电路的技术指标包括:①输出射频信号频率的准确度和稳定度;②输出射频信号振幅的准确性和稳定度;③输出射频信号的波形失真度;④射频信号输出端口的阻抗和最大输出功率.对于射频振荡电路的,都需要按照上述技术指标进行.通常在射频信号源的参数中,也可以找到上述技术指标. 振荡器通常可以分为反馈型振荡电路和负阻型振荡电路.反馈型振荡电路是由含有两端口的射频晶体管两端口网络和一个反馈网络构成,如使用双极型晶体管或者场效应管构成的振荡电路,采用在射频放大电路中引入正反馈网络和频率选择网络形成振荡电路.负阻型振荡电路由射频负阻有源器件和频率选择网络构成,如使用雪崩二极管﹑隧道二极管﹑耿氏二极管等构成射频信号源.在负阻型振荡电路中通常不出现反馈网络,而反馈型振荡电路必须包含正反馈网络,因此反馈网络是区分两种类型振荡电路的标志.通常反馈型振荡电路的工作频率为射频的中低端频段,负阻振荡电路的工作频率为射频的高端频段.负阻振荡电路更适合于工作在微波﹑毫米波等频率更高的频段. 1. 振荡电路和工作条件 一个典型的反馈型振荡电路的结构如图1所示.放大电路本身的电压增益称为开环增益,描述了输出信号 和输入信号 之间的关系.在连接了反馈网络之后,放大电路的增益 称为闭环增益 图１　典型的反馈型振荡电路 如果闭环增益 的模值大于开环增益 的模值,则放大电路属于正反馈电路;如果闭环增益 的模值小于开环增益 的模值, ,则放大电路属于负反馈电路. 反馈型振荡电路正常工作时必须满足振荡电路的环路增益为1.在满足环路增益为1的条件下,振荡电路输出信号 的幅度既不会增大也不会减少,振荡电路牌平衡状态.通常称之为振荡电路的平衡复条件.平衡条件是任何反馈型振荡电路正常工作的必要条件. 满足平衡条件的反馈型振荡电路不一定能够自行起振,有可能需要一定的输入信号激励,使振荡电路达到合适的工作状态.然后即使撤除输入激励信号,振荡电路也能维持在平衡状态.在实际应用中,射频振荡电路应该可以在没有射频输入信号的情况下,自行起振并且达到正常工作的平衡状态. 当射频振荡电路接通电源开始工作时,接通电源瞬间的电流/电压突变会产生一个频率范很宽的脉冲信号,电路中的各种噪声(内部的热噪声或者外部的电磁辐射)也是一个宽频带的输入信号,射频放大电路对这些输入信号进行放大,再通过反馈网络到达放大电路的输入端.如果在适当的角频率 下,满足正反馈的相位条件,就会形成了一个输出射频信号幅度不断增大的过程.振荡电路出现了一个射频信号从无到有的不断增长过程,实现振荡电路和自行起振. 环路增益越大于1,振荡电路就越容易起振.在振荡电路起振后,理论上输出射频信号 的幅度会不断增加.实际上,输出射频信号的幅度 不会无限制增加下去,更不会由于电压或者电流的不断增大而烧毁射频有源器件.在输出射频信号 幅度不断增加的过程中,射频放大电路逐渐从小信号放大状态过渡到大信号放大状态.由于射频有源器件(包括双极型晶体管或者场效应管)在大信号放大电路中逐渐进入饱和区,并且开始出现非线性失真,导致射频放大电路的开环增益 随输出信号 的幅度增加而下降,在反馈网络电压传递系数 不变的情况下,输出信号 的幅度将趋于饱和. 采用直流负反馈电路也是稳定振荡电路输出幅度的一种有效方法.随着信号幅度的增加,晶体管T逐渐接近饱和区,出现非线性失真,正半周和负半周的信号不再对称.在晶体管T发射极串联的电阻 和电容 会因为充放电的不对称而增大电压降,这样就会抬高发射极的电压,使晶体管T的静态工作点改变.基极和发射极偏置电压降低,晶体管增益随之下降.同时晶体管T从A类放大电路,过渡到B类甚至C类放大电路.在图中的振荡电路中随着输出信号幅度增加,导致晶体管偏置电压的改变,这种现象称为自偏压效应.在小信号状态下,利用振荡电路的自偏压效应,实现负反馈较弱而正反馈起主导作用,使振荡电路更容易起振; 在大信号工作状态下,由于自偏压效应使晶体工作在B类或者C类状态产生严重的波性失真,可以采用高品质因数的谐振电路进行补偿. 反馈型振荡电路正常工作的三个必要条件为:起振条件﹑平衡条件和稳定条件.振荡电路只有满足了起振条件,才能从初始状态转变到振荡状态,实现射频信号从夫到有的变化;振荡电路只有满足了平衡条件,才有可能输出振幅稳定的射频信号,使电路可以在平衡状态工作;振荡电路只有满足了稳定条件,才能抑制各种外界因素的扰动,维护振荡电路工作在平衡状态.稳定条件对外界因素扰动的抑制是有限度的,如果扰动走出了一定的极限,将破坏振荡电路的正常工作.起振条件﹑平衡条件和稳定条件是振荡电路正常工作缺一不可的必要条件. 二 LC型振荡电路 在射频的低端频率,如在几百兆赫兹以下的频率范围内,通常使用分立元件设计振荡电路,由电感和电容组成反馈网络和频率选择网络的振荡电路,通常称为LC型振荡电路.典型的LC型振荡电路包括互感LC振荡电路﹑电容式三点式振荡电路(Colpitts振荡电路) ﹑电感式三点式振荡电路(Hartley振荡电路)和改进的电容三点式振荡电路(Clapp振荡电路). 由于双极型晶体管的放大电路有三种基本连接方式:共发射极电路﹑共集电极电路和共基极电路.三种电路类型各有自己的特性和应用领域,例如,共集电极方式通常用来实现高输入阻抗到低输出阻抗的变换,共发射极放大电路既有电流的放大又可以有电压的放大.在三种类型的放大电路中,高频特性最优秀的电路是共基极放大电路.选用共基极放大电路进行振荡电路或者放大电路的设计,可以降低对晶体管特征频率 的要求,节约电路成本并获得良好的频率特性.因此,在射频低端频率的电路设计中,通常选用双极性晶体管的共基极放大电路. 一般使用LC并联的谐振电路,连接在放大电路的输出电路中,由于晶体管放大电路具有较高的输出电阻,便于实现高品质因数的选频网络.如果使用反馈网络直接把输出电路与输入电路连接,将会降低整体电阻从而影响到LC并联谐振电路的品质因数.因此,在反馈网络的设计中,除了要满足相位条件实现正反馈电路,还要注意阻抗变换和选频网络的品质因数. 1. 互感LC振荡电路 互感LC振荡电路利用变压器构成反馈网络.该反馈网络既完成了阻抗变换,又实现了相位转化,达到了振荡电路的设计要求.互感LC振荡电路利用变压器的初级线圈和电容并联构成LC并联谐振型选频电路.需要注意变压器同名端的连接方式,使电路满足正反馈的条件.使用晶体管共发射极和共基极连接方式构成的互感LC振荡电路.图２中振荡电路的振荡频率近似示为 图２　互感LC振荡电路 图２(a)给出了共发射极连接方式的互感LC振荡电路.晶体管T构成了一个典型的共发射极放大电路,电阻 和 通过分压电路为晶体管T提供偏置电压,电阻 构成直流串联负反馈,电容 提供射频信号通路.振荡电路的反馈网络由变压器B和耦合电容 构成,变压器B同时实现了阻抗变换功能.电容 和变压器B的初级线圈构成LC并联谐振电路,实现频率选择网络的功能.晶体管T工作在共发射极放大电路,可以提供良好的功率增益. 图２(b)为共基极连接方式的下互感LC振荡电路.晶体管T构成了一个典型的的共基极放大电路,电阻 和 通过分压电路为晶体管T提供偏置电压,射频线圈RFC直到了通过直流和隔离射频信号的作用,电容 提供交流信号通路,为晶体管T的基极提供射频接地的电路.振荡电路的反馈网络由变压器B和耦合电容 构成,变压器B同时实现了阻抗变换功能.电容 和变压器B的初级线圈构成LC并联谐振电路,实现频率选择网络的功能.晶体管T工作在共基极放大电路,具有良好的频率特性. 互感LC振荡电路受到变压器特性的限制,主要应用到频率较低的射频电路中,随着工作频率的升高,变压器的磁芯材料性能变差,线圈和寄生参数不能忽略,都限制了互感LC振荡电路在射频电路中的应用.在射频电路中,通常使用空心线圈替代磁芯线圈来提高工作频率.这时就不再采用变压器的结构,一般采用空心线圈构成三点式的振荡电路. ２ 电感三点式振荡电路 电感三点式振荡电路使用电感和电容并联谐振电路作为选频网络,以电感抽头的方式实现阻抗调节并与电容串联构成反馈网络.典型的电感三点式振荡电路如图３所示,其中图３(a)为共发射极电路, 图3(b)为共基极电路,在图３(b)中晶体管T构成共发射极放大电路, 为T的发射极接地提供射频通路.电感L和电容C并联形成谐振电路,L通过抽头和 构成反馈网络.在图3(b)中T构成共基极放大电路, 为晶体的基极射频信号接地提供通路.L和C并联形成谐振电路,L通过抽头和 构成反馈网络,射频线圈RFC起到阻断射频通过直流的作用.为了实现阻抗变换的目的,在两个电路中L的抽头位置是不同的. 图３　电感三点式振荡电路 采用与电容三点式振荡电路的分析方法,在忽略了晶体管T极间电容和放大电路输入输出电阻的情况下,可以得到图3中电感三点式振荡电路的振荡频率为 其中 为谐振电路总电感,M为电感两部分之间的互耦系数. 在电感三点式振荡电路中,设计和实现高品质因数的抽头电感是比较困难的. ３.电容反馈 在讨论过电感反馈LC振荡器以后,就会提出这样的问题,如果 和 之间的磁场毫无联系(即互感M=0),电路还能不能起振呢? 由图４(a)可以看出,将这样的谐振电路接入放大电路时,如有 流入,则在回路中就会产生谐振电流 ,且 ,因此在 和 上会产生压降 和 ,很显然 和 相位相反.根据前面的分析,将 引回至基极就会满足相位条件,只要合适安排电路参数电路仍会起振,因此 不一定通过互感耦合得到.根据上述道理,图４(b)的反馈电压 是谐振电路 在 上的压降, 是 在 两端的压降,因此 也必然与 反相位.只要适当考虑电路的直流通路,将此电路接入放大电路中也会形成振荡器. 图４　谐振电路在振荡器中的接法 ４.改进的电容三点式振荡电路 在电容三点式振荡电路中,如果要提高振荡电路的工作频率,根据前面的公式得到振荡电路的工作,需要减小电容 和电容 的数值.在电容三点式振荡电路中,由于晶体管的极间电容都与电容或者电感并联,当小电容 和电容 减小后,就不能再忽略晶体管的极间电容.晶体管极间电容会随温度﹑射频信号的幅度﹑电源电压等因素而变化,将会影响振荡电路频率的稳定性.晶体管参数的离散性将影响振荡电路频率的一致性.困此,需要对电容三点为式振荡电路进行改进,改善振荡电路在工作频率较高时的特性. 图５　改进的电容三点式振荡电路 改进的电容三点式振荡电路如图 ５(a)所示,振荡电路使用了晶体管共基极电路的连接方式.与电容三点振荡电路比较,电路的改进是在电感L上增加串联了电容 .射频等效电路如图５(b)所示,在等效电路图中忽略了直流偏置电路中的电阻 ﹑ ﹑ 和耦合电容 ,可以更清楚地看出对电容三点式振荡电路的改进. 经过电路分析和计算,可以得到改进电容三点式振荡电路的振荡频率为 其中 表示电容 和电容 串联后的电容值.从上式可以看出,只要减小 的容量就可以提高振荡电路的振荡频率 , 和 可以取比较大的容量,从而减少晶体管极间电容对振荡电路的影响.通常选取 的容量较小,可以满足条件 和 时,改时电容三点式振荡电路的振荡频率为 在振荡电路中, 的容量不能选取得太小.反馈网络 ﹑ 和 是串联电路,当 很小时, 上的分压将很小,导致反馈电路的电压传递系数减小,要求晶体管放大电路具有更大高的增益,才能保证满足起振条件.所以在改进的电容三点式振荡电路的设计中, 容量的选取以满足起振条件为标准. 为了便于振荡电路振荡频率的调节,又减少频率调节对振荡电路反馈网络的影响,可以使用如图６(a)所示的席勒振荡电路.相应的射频等效电路图如图６(b)所示.与改进的电容三点式振荡电路相比,席勒振荡电路在电感L上增加了并联可变 . 图６　席勒电容三点式振荡电路 与改进的电容三点式振荡电路对比,可以得到席勒振荡电路的振荡频率为 通过调节 就可以改变席勒振荡电路的振荡频率.反馈网络的电压反馈系数由 ﹑ 和 构成的电容网络决定,与 无关.因此,在改变 调节振荡频率时, 不会影响到反馈网络. RC振荡器的设计与调试 RC振荡器的设计，就是根据所给出的指标要求，选择电路的结构形式，计算和确定电 路中各元件的参数，使它们在所要求的频率范围内满足振荡的条件，使电路产生满足指标要求的正弦波形。 1． RC振荡器的设计，可按以下几个步骤进行： 2． 根据已知的指标，选择电 3． 路形式。 R A uo 4． 计算和确定电路中的元件 C D2 5． 参数。 6． 选择运算放大器 R4 RW R5 7． 调试电路，使该电路满足 R C 指标要求。 R3 D1 设计举例：设计一个振荡频率 为800Hz的RC（文氏电桥）正弦波 振荡器。 图1 RC 正弦波振荡器 1． 设计步骤如下： 2． 根据设计要求，选择图1所示电路。 3． 计算和确定电路中的元件参数。 （1）根据振荡器的频率，计算RC乘积的值。 （2）确定R、C的值 为了使选频网络的特性不受运算放大器输入电阻和输出电阻的影响。按： Ri (( R (( R0 的关系选择R的值。其中：Ri（几百kΩ以上）为运算放大器同相端的输入电阻。R0（几百Ω以下）为运算放大器的输出电阻。 因此，初选R=20kΩ，则： （3）确定R3和Rf(在图1中Rf=R4+Rw+rd//R5)的值。 由振荡的振幅条件可知，要使电路起振，Rf应略大于2R3，通常取Rf=2.1R3。以保证电 路能起振和减小波形失真。 另外，为了满足R=R3//Rf的直流平衡条件，减小运放输入失调电流的影响。由Rf=2.1R3和R=R3//Rf可求出： R3= R = 取标称值: R3=30k ( 所以:Rf=2.1R3=2.1 (=63k(. 为了达到最好效果, Rf与R3的值还需通过实验调整后确定。 （4）确定稳幅电路及其元件值。 稳幅电路由R5和两个接法相反的二极管D1、D2并联而成，如图1所示。 稳幅二极管D1、D2 应选用温度稳定性较高的硅管。而且二极管D1、D2的特性必须一致，以保证输出波形的正负半周对称。 （5）R5与R2的确定 由于二极管的非线性会引起波形失真，因此，为了减小非线性失真，可在二极管的两端并上一个阻值与rd（rd为二极管导通时的动态电阻）相近的电阻R5。（R5一般取几千欧，在本例中取R5=2k(。）然后再经过实验调整，以达到最好效果。R5确定后，可按下式求出R2。 R2=Rf (（R5//rd） ( Rf (R5 (2 = 63k( (1k( = 62k( 为了达到最佳效果, R2可用30k(电阻和50 k(的电位器串联（即R2=R4+Rw）。 （6）选择运放的型号 选择的运放，要求输入电阻高、输出电阻小，而且增益带宽积要满足： Auo• BW (3fo 的条件。由于本例中的fo=800Hz，故选用μA741集成运算放大器。 （7）安装与调试 按照图1电路，将所选定的元件安装在插件板上，检查无误后，接通电源，用示波器观察是否有振荡波形。 然后调整RW使输出波形为最大且失真最小的正弦波。若电路不起振，说明振荡的振幅条件不满足，应适当加大RW的值；若输出波形严重失真，说明R2太大，应减小RW的值。 当调出幅度最大且失真最小的正弦波后，可用示波器或频率计测出振荡器的频率。若所测频率不满足设计要求，可根据所测频率的大小，判断出选频网络的元件值是偏大还是偏小，从而改变R或C的值，使振荡频率满足设计要求。 _1335293248.unknown _1335294382.unknown _1335295182.unknown _1335295397.unknown _1335295496.unknown _1335296013.unknown _1335336422.unknown _1335336467.unknown _1335295541.unknown _1335295971.unknown _1335295828.unknown _1335295506.unknown _1335295440.unknown _1335295471.unknown _1335295418.unknown _1335295225.unknown _1335295363.unknown _1335295199.unknown _1335295100.unknown _1335295165.unknown _1335294532.unknown _1335294847.unknown _1335294856.unknown _1335294564.unknown _1335294395.unknown _1335294168.unknown _1335294376.unknown _1335293387.unknown _1335294086.unknown _1335294113.unknown _1335293988.unknown _1335293999.unknown _1335293703.unknown _1335293296.unknown _1335293357.unknown _1335283827.unknown _1335293091.unknown _1335293193.unknown _1335293211.unknown _1335283956.unknown _1335292584.unknown _1335283947.unknown _1044109805.unknown _1335282813.unknown _1335282926.unknown _1335283394.unknown _1335282872.unknown _1335282786.unknown _1044109803.unknown _1044109804.unknown _1044109802.unknown _1044109801.unknown