基于UC3846的电流型全桥拓扑结构的恒流高频开关电源

基于UC3846的电流型全桥拓扑结构的恒流高频开关电源 基于UC3846的电流型全桥拓扑结构的恒流高频开关电 源 摘 要 随着电力电子技术的飞速发展,各种电子设备对于电源的性能、重量、体 积、效率提出了更高的要求,目前开关电源的控制方式多?用电压控制型技术。电 压控制型存在响应速度慢等缺点。针对电压控制型电路的缺点,最近十几年发展 起来了电流控制型技术,它具有很好的快速响应,因此,对其进行研究具有十 分重要的意义。 本论文是在研究分析了开关电源的基本原理以及UC3846芯片 与TLP250芯片的功能与特性的基础上,设计了一种基于UC3846的电流型全桥拓 扑结构的恒流高频开关电源。主要进行了输入整流电容滤波、高频变压器的设计、 驱动电路和控制电路等主要元器件和电路模块的选型与参数设计。论文所设计的 开关电源的输入为市电220V交流,输出电压为24V,电流为5A,开关频率为 90khz。 最后基于原理分析与计算,搭建全桥拓扑实验平台。实验结果表明:输入整 流滤波电压符合理论分析,控制电路的调试也基本符合要求。 关键词:PWM控制 ;全桥电路; 高频变压器; UC3846Abstract With the rapid development of power electronics technology, various kinds of electronic equipment for the performance of the power, weight, volume and efficiency put forward higher request, the control mode of switch power supply more bright type with voltage control technology. Voltage control type shortcomings slow response speed and so on. For voltage control circuit fault type, type the current control technology developed in recent ten years, it has the very good quick response, therefore, to study design has the very vital significanceThis paper is lie on the research and analysis of the full bridge topology of switch power supply principle , UC3846 and TLP250 chip on the basis of the function and characteristics. Designed a current mode based on UC3846 full bridge topology structure of high frequency switching power supply with constant current. It contains input rectifier capacitance filter,high-frequency transformer design,drive circuit, control circuit of the main components and circuit module selection and parameter design. The paper design of switch power supply input from the mains AC 220 V, output voltage is 24 V, current is 5 A, the switching frequency of 90 khzThe last it based on the principle analysis and calculation, build full bridge topology experiment platform. Experimental results show that the input rectifier filter voltage accord with theoretical analysis, the control circuit of the PWM pulse meet the requirements, has the good waveform features, various technical indicators can meet the power requirements of experimental platform. Key words: PWM control;full bridge topology; high frequency transformer; UC3846 目 录 1 绪论 3 1.1 课题研究背景 3 1.2 开关电源的基本原理 3 1.3 开关电源发展趋势 4 1.4 开关电源的分类 5 1.5 本文主要做的工作 5 1.6 本论文结构 6 1.7 本章小结 6 2 开关电源的控制模式介绍 7 2. 1 PWM电压控制模式 7 2.2 PWM电流控制模式 8 2.2.1 电流控制模式简介 8 2.2.2 峰值电流控制模式 9 2.2.3 滞环电流控制模式 10 2.3 斜坡补偿电路的基本原理和设计 10 2.3.1 斜率补偿的基本原理 11 2.3.2 斜坡补偿电路的设计 13 2.4 本章小结 14 3 DC/DC全桥变换电路参数设计 15 3.1 输入整流与滤波电路 15 3.2 全桥电路的设计 16 3.2.1 主电路结构的选择 16 3.2.2 MOSFET的选择 17 3.3 高频变压器的设计 17 3.3.1 高频变压器的设计要求 17 3.3.2 高频变压器的设计方法 18 3.3.2.1 高频变压器的设计方法简介 18 3.4 输出与整流滤波 21 3.4.1 输出整流电路 21 3. 4.2 输出滤波电路 21 3.5 本章小结 22 4 控制电路设计 23 4.1 UC3846芯片简介 23 4.1.1 引脚 24 4.2 软启动保护电路设计 25 4.3 UC3846振荡频率与死区时间 25 4.4 电流与电压反馈电路的设计 26 4.4.1 采用电流互感器检测的电流反馈电路 26 4.4.2 电压反馈电路设计 27 4.5 TLP250驱动电路设计 28 4.6 斜率补偿电路的设计 29 4.7 本章小结 30 5 全桥拓扑仿真与实验分析 31 5.1 调试 31 5.2 本章小结 34 结 论 34 致 谢 36 附录 38 1 绪论 1.1 课题研究背景 电源是各种电子设备的组成部分,其性能好坏直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地持续性工作。目前常用的是直流稳压电源和开关电源两大类。由于开关电源本身能耗较低,电源效率比普通线性稳压电源高很多,因此被大量用于电子计算机、通讯、家电等各个行业。由于开关电源的广泛应用,有必要对其原理进行掌握、对其发展趋势有所了解。开关电源Switch Mode Power Supply,即SMPS被誉为高效节能型电源,它是稳压电源的发展方向,现已成稳压电源的主流产品。半个世纪以来,开关电源主要经历了四个发展阶段。早期的开关电源全部由分离元件构成,不仅开关频率低和效率低,而且电路复杂,不易调试。在20世纪70年代研制出的脉宽调制器集成电路,对开关电源中的控制电路实现了集成化,有效减小体积。20世纪80年代问世的单片开关稳压器。随着各种类型单片开关电源集成电路的问世,AC/DC电源变换器的集成化变为现实。 随着全球对能源问题的重视,电子产品的耗能问题将越发引人关注,如何降低其待机功耗,提高供电效率成为一个研究热点。传统的线性稳压电源虽然电路结构简单、工作可靠,但它存在着效率低、体积大、铜铁消耗量大,工作温度高及调整范围小等缺点。为了提高效率,人们研制出了开关式稳压电源,效率很高,稳压范围宽,而且还具有稳压精度高、不使用电源变压器等特性,是一种很理想的稳压电源产品。所以,开关式稳压电源已广泛应用于各种电子设备中,开关电源就 是用通过电路控制开关管进行高速的导通与截止,将直流电转化为高频率的交流电提供给变压器进行变压,从而产生所需要的一组或多组电压的技术,而大多数开关电源都是基于电压控制模式,但由于其响应慢等缺点,本文根据电压控制模式的缺点设计了一种基于电流控制模式的开关电源。 1.2 开关电源的基本原理 开关电源就是通过控制开关管对电路进行高速的导通与截止,将直流电变流为高频率的交流电,再让高频变压器进行变压,从而产生所需要的一组或多组电压。它利用电容、电感的储能的特性,通过可控开关进行高频开关的动作,将输入的电能储存在电容(感)里,当开关断开时,储层的电能再供给给负载。其输出的功率或电压的大小与占空比有关 。 高频开关电源由以下几个部分组成: 1 、主电路 从交流电网输入、直流输出的全过程 ,包 括 : (1)输入滤波:其作用是将电网存在的谐波滤除,同时也阻碍本机产生的谐波污染公用电网。 (2)输入整流与滤波:将电网交流电源直接不控整流变为直流电,以供进一步变换。 (3)逆变:将整流后的直流电转化为高频交流电,使得滤波器和高频变压器体积大大减小。 (4)输出整流与滤波:提供稳定可靠的直流电。 2 、控制电路 从输出端取样(电压或者电流),经与给定值进行比较,然后去控制逆变器来改变控制频率或脉宽,达到使输出稳定,同时设置保护电路,使控制电路对整机进行各种保护措施。 3 、检测电路 除了提供保护电路中正在运行中各种参数外,还提供各种显示仪表资料。 4 、辅助电源 提供所有单一电路的相互隔离的供电电源。 1.3 开关电源发展趋势 开关电的效率比线性电源高很多。这样就节省了能源,因此它受到人们的青睐。但它也有缺点,就是电路复杂,维修困难,对电路的污染严重。电源噪声大,不适合用于某些低噪声电路。开关电源的发展趋势可以 概括为以下四个方面: 1、小型化、薄型化、轻量化、高频化。开关电源的体积、重量主要是由储能元件(磁性元件和电容)决定的,因此开关电源的小型化实质上就是尽可能减小其中储能元件的体积。因此高频化是开关电源的主要发展方向。 2、高可靠性。开关电源比连续工作电源使用的元器件多数十倍,因此降低了可靠性。所以,要从设计方面着眼,尽可能使用较少的器件,提高集成度,采用模块化技术可满足分布式电源系统的需要,提高系统的可靠性。同时如今的开关电源还具有自我故障预测的HMM技术来检测电源故障,提高电源供电可靠性。 3、低噪声。开关电源的缺点之一是噪声大,单纯地追求高频化,噪声也会随之增大。采用部分谐振转换回路技术,在原理上既可以提高频率又可以降低噪声,所以,尽可能降低噪声影响是开关电源的又一发展方向。 4、采用计算机辅助设计和控制。采用 CAA 和 CDD 技术设计最新变换拓扑和最佳参数,使开关电源具有最简结构和最佳工况。在电路中引入微机检测和控制,可构成多功能监控系统,可以实时检测、并自动报警等。 5、低输出电压技术。随着半导体制造技术的不断发展,微处理器和便携式电子设备的工作越来越低,这就要求未来的 DC-DC 变换器能够提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备的供电要求。 开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关,高频化的实现,需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展电力M O S F E T 、I G B T 等新型高速器件,开发高频用的低损磁性材料,改进磁元件的结构及设计方法,提高滤波电容的介电常数及降低其等效串联电阻等方面的工作,对于开关电源小型化始终产生着巨大的推动作用。总之,人们在开关电源技术领域里,边开发低损耗回路技术。 1.4 开关电源的分类 1、按驱动方式划分: 1 他激式?关电源。其电源内 部备有专门独立的振荡电路,与振荡器同步的控制信号驱动开关管。单端正激式开关电源电路就是其中一例,它使用专用的脉冲宽度控制器PWM芯片或分立电路。 2 自激式开关电源。其借助于变换器自身的正反馈控制信号,实现开关自动周期性开关。开关管起着振荡期间和功率开关的作用。如单管振铃扼流圈变换器,即称RCC变换器、双管单变压器罗耶尔电路。 2、按控制方式划分: 1 脉冲宽度调制开关电源PWM。这种控制电路的特点是,电路的工作频率不变,通过改变脉冲宽度占空比实现对输出电压和输出电流的调节和控制。目前大部分的开关电源都是采用这种控制方式对电路进行控制。 2 脉冲频率调制开关电源PFM。该电路的脉冲宽度占空比保持不变,通过改变电路的工作频率实现稳定输出电压和电流的目的,自激式开关电源 3混合型调制开关电源PSM。这种电路通过调节脉冲宽度和频率实现对输出电压和电流进行调节,采用这种控制电路进行设计的主要缺点是:需要同时考虑脉宽和频率的变化,电路设计比较复杂。 3、按输入输出是否隔离划分: 1 隔离式开关变换器。他是高频变压器将变换器的一次侧与二次侧隔离。主要结构有单端正激式变换器、单端反激式变换器、推挽变换器、半桥式变换器、全桥式变换器 2 非隔离式开关变换器。他在电气上输入与输出不隔离的,输入与输出共用一个公共端。主要有BUCK变换器、BOOST变换器、GUK变换器、ZETA变换器、SEPIC变换器等。 1.5 本文主要做的工作 本文所作的工作主要分为以下四个方面 1、分析电流控制型PWM全桥拓扑电路的工作原理。 2、 对主电路结构进行设计,研究主电路中各元件的选择主要包括:输入输出整流滤波电路、开关管选择、高频变压器设计等等。 3、 研究UC3846控制芯片的功能,对控制电路进行设计 4、 进行理论分析和实验平台的搭建。 1.6 本论文结构 论文的主要结构如下: 1、介绍了课题的研究背景和开关电源的原理与发展方向。 2、对电压控制模式和电流控制模式的优缺点进行对比。 3、介绍了主电路和高频变压器的参数进行设计。 4、对控制电路进行具体的分析和设计。 5、实验结果,主要介绍了对实验结果的分析,主要有输入整流滤波和控制电路输出的波形。 1.7 本章小结 本章主要介绍了课题的研究背景,并介绍了开关电源的基本原理和开关电源的分类以及发展方向,接着介绍了本文的主要工作和主体结构。 2 开关电源的控制模式介绍 2. 1 PWM电压控制模式 对于开关电源来说,开关频率通常为一设定的恒定值,通过控制电路来调节主电路脉冲宽度来改变占空比,实现稳定输出电压或电流的目的。控制采样信号主要有输出电压、输入电压、开关管峰值电流、输出电流以及输出电感电流等等。由这些信号可以组成单环或多环控制系统。这种闭环反馈控制模式称为脉冲宽度调制PWM 。下面主要介绍常用的两种PWM控制模式,电压控制型和电流控制型,并详细分析了这两种电路的基本工作原理,各自的优缺点等等。 电压模式控制是最早应用于开关电源中的一种模式。图 2.1所示为 PWM 电压模式的原理图。电源输出电压Uo 与参考电压Uerf经误差放大器A 比较放 大后, 又经PWM比较器N 比较, 由锁存器输出占空比随误差电压信号Ue 变化的一系列脉冲, 再驱动控制用的开关晶体管VT, 使输出电压Uo 稳定。 图2.1 PWM电压控制模式 电压模式控制的主要优点有: 1、单环控制,设计简单; 2、较大的斜升坡幅度将提供良好噪声裕度; 3、低输出阻抗有利于多输出。 同时具有以下缺点: 1、响应慢;2、补偿复杂 从反馈特点来看,在反馈回路中,只有输出电压信号被采样,并将其转化为 PWM 信号控制输出电压,因此该反馈模式被称为电压模式。 2.2 PWM电流控制模式 2.2.1 电流控制模式简介 以电流信号作为采样控制信号的控制电路称为电流模式控制PWM电流控制模式。图2.2是电流控制模式: 图2.2 电流控制模式 由图2.2可见, 它是一个双环控制系统, 既保留了电压型控制器的输出电压反馈控制部分, 又增加了一个反馈环节, 它的电路工作原理是: Uo 与Uer f经A 比较放大后, 得到Ue, 由恒频时钟脉冲置位锁存器输出脉冲驱动VT 管导通, 电源电路中因输出电感的作用使脉冲电流逐渐增大, 当电流在采样电阻Rs 上的电流信号电压Us 幅度达到Ue 电平时, 脉宽比较器的状态反转, 锁存器复位, 驱动撤除, 功率管关断, 电路逐个地检测和调节电流脉冲, 控制电源输出。 电流控制模式的主要优点有: 1、具有良好的线性调整率和快速的输入输出动态响应。 2、消除了输出滤波电感带来的极点和系统的二阶特性,使系统不存在有条件的环路稳定性问题, 具有最佳的大信号特性。 3、固有的逐个脉冲电流限制, 简化了过载保护和短路保护, 在推挽电路和全桥电路中具有自动磁通平衡 功能。多电源单元并联易于实现自动均流。 同时缺点如下: 1、需要双环控制, 增加了电路设计和分析的难度。 2、因电流上升率不够大, 在没有斜坡补偿时, 当占空比大于50%时, 控制环变得不稳定, 抗干扰性能差。 3、因控制信号来自输出电流, 功率级电路的谐振会给控制环带来噪声。 2.2.2 峰值电流控制模式 针对电压控制模式的缺点,人们设计出了峰值电流控制模式,随着控制芯片技术的成熟,峰值电流模式得到越来越广泛的应用。峰值电流模式是一种采用固定时钟开启、逐个峰值电流检测关断的方法。 输出电压采样信号与参考电压在误差放大器中进行比较产生误差放大信号Vea,然后误差信号Vea再与电感电流采样信号在PWM 比较器中进行比较产生控制信号,由于电感电流直接反应了电路状态的变化,且不需要经过误差放大器,直接输入到系统的比较环,因此,峰值电流控制模式与电压控制模式相比,具有更快的响应速度,但是在占空比D50%时,需要进行斜坡补偿。 目前补偿方式有两种:1、将补偿信号叠加在电流采样信号上;2、将补偿信号从误差电压信号Vea中减去。 峰值电流模式控制的优点有: 1、暂态闭环响应比较快,对输入电压的变化和输出负载的变化瞬态响应也比较快。 2、控制环易于设计 3、具有简单自动的磁平衡功能 4、具有瞬时峰值电流限流功能 峰值电流模式的缺点有: 1、在占空比大于50%的时候开环工作不稳定,难以校正平均电流和峰值电流的对应关系,需要加入斜坡补偿电路。 2、由于存在两个反馈环路,电路调试复杂。 3、容易产生次谐波振荡。 图2.3 峰值电流模式原理 2.2.3 滞环电流控制模式 图2.4 滞环电流控制 在这种情况下,当电流误差达到滞环的最低值时逆变器将会产生正的输出电压。相反,当电流误差达到滞环的最大值时逆变器将会产生负的输出电压。这种电流控制输出电压波形类似 于双极脉宽调制。 滞环电流模式控制的优点是: 1 稳定性好,不容易因噪声而发生不稳定振荡, 2 不需要斜坡补偿电路。 滞环电流模式的缺点是: 1 变频控制容易产生变频噪声, 2 需要对电感电流进行全周期的检测和控制。 2.3 斜坡补偿电路的基本原理和设计 本文电路采用TI公司的UC3846芯片,该芯片采用的峰值电流控制型技术,因而存在峰值电流控制模式的优点和缺点,其中一问题是当占空比大于50%电路开环工作状态缺乏稳定性,而且易发生次谐波振荡,可以通过加入斜率补偿电路来改善。斜坡补偿即运用峰值电流控制方式时,通过斜率补偿电路将振荡电路产生的三角波信号的一部分加到控制电路信号上,来改善控制电路的控制性能,从而让电路处于稳定工作状态。 2.3.1 斜率补偿的基本原理 在不考虑外部电压环的情况下,当恒频电流型变换器的占空比D50%时,就存在内部电流环不稳定的问题。图2.5是峰值电流控制的电感电流在扰动下的波形图,0为扰动信号,Vea为电压放大器输出电流设定值,m1,m2分别为电感电流上升沿和下降沿斜率。 占空比小于50% (b)占空比大于50%图2.5 峰值电流控制的电感电流在扰动下的波形 由图可知,经过一个周期,由扰动电流0引起的误差为:2-1 经过n个周期扰动电流引起的误差为 2-2 由公式2-2可知当电路占空比小于50%时,m2m1电路的扰动电流引起的误差减小,是衰减振荡,系统工作是稳定的。当电路占空比大于50%时,m2m1扰动电流引起的误差变大,电感电流信号振荡发散,系统工作不稳定,这时需要加入一定的斜坡补偿电路使开关电源稳定工作。 如图2.6所示,在加入斜坡补偿电路之后,即使电路占空比小于或接近50%,也能改善电路的性能。 图2.6 占空比大于50%时斜率补偿 加入补偿后,经过一个周期,扰动电流引起的误差为: 2-3经过n个周期扰动电流引起的误差为 2-4 系统实现稳定的条件是2-5 对于占空比为100%的情况,m1 0,代入到上式中得到m-0.5m2,图2. 7为-mm2,时,电感电流波形。可以看出经过一个周期后,由扰动电流引起的误差已经被消除。在实际应用中通常选取m为m2的0.7-0.8倍。图2.7 电感电流波形 2.3.2 斜坡补偿电路的设计图2.8 斜率补偿电路 图2. 8中所示是斜率补偿电路,通过采样电阻Rs将电感电流的信号变成电压信号来反馈,R1和R2值的比例决定了所加的斜坡补偿量的大小,电容C2与R1构成RC滤波电路可以防止电路的误动作.将斜率补偿电路再简化即可得到如下图2.9所示电路:图2.9 简化的斜率补偿电路 斜率补偿电路的设计: 电感电流下降的斜率 2-6初级绕组的电感电流的下降斜率2-7 初级电流反馈电压 2-8频率振荡电路的斜率 2-9由叠加原理可知补偿后的误差放大器的输入电压 2-10 斜坡的补偿值 2-11 M是补偿系数,取0.8。 2.4 本章小结 本章主要对电压控制与电流控制的优缺点进行比较进,对峰值电流这种电流控制型方式进行了介绍。接着对峰值电流型控制电路中存在的斜率补偿问题进行了分析和研究,并给出了补偿电路设计过程。 3 DC/DC全桥变换电路参数设计 3.1 输入整流与滤波电路 图3.1 主电路 本文所设计的电流控制型全桥主电路拓扑结构如图3.1所示,其主要包括输入输出整流滤波电路、全桥拓扑、高频变压器和吸收电路等。接下来将对主电路的各部分的工作原理及关键元器件的参数设计和选取作详细的介绍。开关电源输出电压为24V,最大额定输出电流5A,电源的效率为80%1、整流桥的参数选择: 反向重复峰值电压:输入电压为220V时,经过整流后的最小直流电压为(考虑到电源电压的波动) 3-1 输入电流有效值: 3-2 整流桥额定的有效值电流: 3-3 综上考虑选择的整流桥为KBPC2510,其主要参数为: 最大反向电压经常峰值1000V 电压最大RMS700V 阻断电压最大DC 1000V 最大正向平均电流 25A 峰值正向浪涌电流单一正弦半波300A 2、输入滤波电容的选择: 电源的输入功率: W 3-4 输入电压为220V时,经过整流后的最小直流电压为(考虑到电源电压的波动) 3-5 Vpp为输入电容上要得到的电压纹波峰峰值,其大小为输入电压峰值的5%-10%,这里取5%,则输入滤波电容的大小为: 3-6 式中f等于纹波频率, 0.7为全桥整流电流占空因数的补偿系数。另外根据经验也可得知,一般输出1W的功率对应输入滤波电容可取1uF。考虑到电容裕量,本文选用2个470uF/450V的电解电容并联使用。 3.2 全桥电路的设计 3.2.1 主电路结构的选择 全桥拓扑电路(图3.2)由四个MOSFET组成,它的主要优点是高频变压器只需要一个初级绕组,通过交流电压得到正反向磁通,次级输出采用带中心抽头式的输出,输出整流电路采用全波整流电路。全桥拓扑电路的效率和功率密度较高。全桥拓扑电路的主要缺点是由于MOSFET管的交替导通,很容易造成上下管的直通炸管现象,因此需要采用一定的电路来避免上下开关管的直通现象。 图3.2 主电路功率开关及整流输出滤波电路 3.2.2 MOSFET的选择 由于采用全桥电路拓扑,主电路开关管在关断时间内所承受的电压为主电路直流母线电压。为此在设计的过程中,为了确保在电网电压输入波动时,电源能够可靠的工作,MOS管的正向耐压值应该在358V以上即Vin358V,考虑电网电压波动范围是%。所以直流母线上的最大电流为 3-7 由于随着MOS管的管温的升高,MOS管承受的最大工作电流将减小,与此同时考虑到裕量,应该选取连续漏极工作电流在2A以上的MOS管,其漏极-源极的击穿电压应大于400V,所以本文选取得是IR公司生产的具有低栅荷的场效应管IRF830,其漏极-源极的击穿电压为500V,连续漏极工作电流在4.5A以上。同时每个MOS管都并联了R、C(R100?,C1000pf)电路用于吸收电压尖峰,以免MOS管被击穿。 3.3 高频变压器的设计 3.3.1 高频变压器的设计要求 高频变压器在开关电源中起着重要的作用,它的主要目的是传输功率,实现输入侧与输出侧的电气隔离"同时,可通过调整初次级的匝数比来改变输出电压,也可增加匝数不同的次级绕组,以达到获得多路输出电压的目的"对功率变压器的要求主要有以下几个方面: 1、漏感要小:功率 开关管关断时电压尖峰的大小与集电极电路配置,电路关断条件以及变压器漏感大小等因素有关,因此对变压器而言,减小漏感是十分重要的。 2、避免瞬态饱和:对于高频变压器而言如果工作磁通密度选择较大,在通电瞬间就会发生磁饱和,由于变压器和功率开关管直接相连并加有较高电压,高频变压器的饱和即使是很短的几个周期,也会导致功率开关管的损坏,因此有必要合理设计变压器工作的磁通范围,避免瞬态饱和。 3、考虑温度影响:开关电源的工作频率较高,要求磁芯材料在较高工作频率下的功率损耗尽可能小,随着工作温度的升高,饱和磁通密度的降低应尽量特性从结构上看,要保证变压器的漏磁小,减小绕组的漏感便于绕制,引出线及变压器安装要方便,便于散热。 3.3.2 高频变压器的设计方法 3.3.2.1 高频变压器的设计方法简介 最常用的的有两种高频变压器的设计方法,第一种是先求出磁芯窗口面积Aw与磁芯有效面积Ae的乘积AP,根据AP值,查找出所需磁性材料的编号;第二种方法是先求出几何参数,查找出磁芯编号,再进行设计,前者称为AP法,后者称为Kg法。 1、本文采用的是AP法。 AP法的公式推导:原边NP匝、副边NS匝的变压器,在原边以电压V1开关工作时,根据法拉第定律: 3-8 式中fs为开关工作频率;Bw为工作磁通密度;Ae为磁芯有效面积;Kf为波形系数,方波时为1。整理得: 3-9 磁芯窗口面积Aw,乘上使用系数K0为有效面积,该面积为原边绕组Np占据的窗口面积NpA’p与副边绕组Ns占据的窗口面积NsA’s之和,即 3-10 每匝所占用面积与流过该匝的电流有效值I和电流密度j有关,如下式所示3-11为原边绕组每匝所占用面积,为副边每匝绕组所占用面积整理以上有 AP 3-12 Kj为电流密比例系数;X为常数,由所用磁芯确定,Pt为视在功率。而电源效 率 3-13 2、窗口使用系数K0的确定 窗口使用系数K0是表征变压器或电感器窗口面积中铜线实际占有的面 积量。它由导线截面积、匝数、层数、绝缘漆厚度及线圈纹距等决定。一般典型 取值为K00.4,因此最终得到AP法选择磁芯的基本公式是: 3-14 3.3.3.2 高频变压器的参数计算 选取电路的开关频率为90khz,选取变 压器的最大工作磁通密度Bw1000Gs。由此可计算出功率容量乘积Ap为 0.625 3-15 表一 变压器磁芯参数 TYPE MATERIAL Dimensionsmm Ap Ae Aw EE30 PC40 30*13.15*10.7 0.7995 109.00 73.35 EE37 PC40 30.1*15*7.05 0.7455 59.70 124.87 EE3528 PC40 34.6*14.3*9.3 1.3398 84.80 158.00 EE40 PC40 40*17*10.7 2.2000 127.00 173.23 EE4133 PC40 41.5*17*12.7 2.8260 157.00 180.00 EE42/21 PC40 42*21.2*20 4.9484 178.00 278.00 EE47/39 PC40 47.12*19.63*15.62 4.7529 235.00 275.00 EE50 PC40 50*21.3*14.6 5.7343 242.00 253.73 EE55 PC40 55.15*27.5*20.7 13.6764 226.00 389.34 通过表一 可以确定选择厚型EE40磁芯,它的有效中心截面积为Ae127mm2,窗口面积为 Aq173mm2 。.则EE40磁芯的理论功率容量乘积为: 3-16 可见采用采用厚型EE40磁芯,其功率容量足够大,完全能够满足要求。初级绕组匝数可以通过下式计算: 3-17 考虑到输入电网电压的波动,与此同时为了有效减小磁化电流,本文在计算的基础上初级绕组增加2匝,所以调整后的初级的绕组匝数为81匝。变压器初级绕组和次级绕组的匝数比为 3-18 式中Vop为整流滤波输出电压的脉冲幅度,它可以由下式计算得出 3-19 其中Vd为肖特基二极管的导通压降,选取1V;0.8为整流器输出占空比。因此初级绕组和次级绕组的匝数比kt为: 3-20 取整按照9:1来计算初级绕组和次级绕组的匝数比,并取整得到次级绕组的匝数为 3-21 绕线线径的计算过程如下: 变压器的绕组在通过高频电流时会产生趋肤效应,趋肤效应会使导体的有效电阻增加。频率越高,趋肤效应越显著。所以为了避免趋肤效应对高频变压器的影响,在计算漆包线线径时要把穿透深度考虑在内,通过计算可以得出在90khz,的开关频率下,导线的穿透深度的表达式如下: 3-22 式中,w角频率,,为电阻率,在20度下?/m对于铜,因此穿透深度为: 3-23 因此漆包线应选取线径小于2+0.060. 52mm,其中0.06mm是漆包线绝缘层的厚度,通过计算选取漆包线的直径为0.52mm 。因此该漆包线的截面积为 S3-24 初级绕组电流Ip: 3-25 初级绕组的导线截面积(其中j为电流密度,取j3) 3-26 则初级绕组所需并绕漆包线数为3-27 次级绕组所需截面积: 3-28 则次级绕组所需并绕漆包线数为 (取整6)3-29 通过理论计算和实际经验,初级绕组选择1根漆包线绞合,次级绕组选择6根漆包线绞合绕制。 3.4 输出与整流滤波 3.4.1 输出整流电路 开关电源的输出整流电路主要分为以下几种:桥式整流、全波整流、倍流整流、同步整流等。其中同步整流效率较高,成本也?,主要用于低电压,大电流的开关电源电路中。本文主要采用全波整流电路,电路的结构简单,整流效果好。整流二极管的选取如下: 由于变压器的次级采用中心抽头输出,整流管所承受的最高断态电压为: 3-30 考虑到漏感电压尖峰的影响,并留有一定的余量,选择耐压在100V以上的整流管。由于本文的整流电路是全波整流电路,因此流过整流管的平均电流为:3-31 式中,Il是输出滤波电感电流的平均值,在稳态条件下,电感电流的平均值等于负载电流,因此整流管的电流平均值也等于负载电流的一半,所以整流管的平均电流为: 3-32 考虑余量,选择额定电流在5A以上的整流管,综合以上考虑,整流管选用两个肖特基二极管MUR3020,其反向击穿电压为200V额定工作电流30A。 3. 4.2 输出滤波电路 输出滤波电路是用于滤除次级整流输出电路中的脉动直流电中的交流部分,从而得到比较平滑的直流电,输出滤波电感中的电流频率是开关频率的两倍。通过输出电压、开关频率和输出电流等可以计算出输出滤波电感的大小,同时要选定电感电流的最大波值,为了限定纹波电流的大小,要求电感电流的峰峰值小于额定电流的50%,本文选取纹波系数为额定电流的20%。 滤波电感的大小为 3-33 式中,L为输出滤波电感值,Uin为电源直流母线电压最大值,为电感电流最大纹波值,fs为电源的开关频率,kt9为变压器初次级匝数比。根据计算值和实际经验设计输出滤波电感的值为200uH。 输出滤波电容的设计: 本文设计输出电压纹波的最大值为10mv通过下式可以确定输出滤波电容的大小 3-34 uf3-35 在实际选择滤波电容时,由于开关电源输出功率较大,为保证输出滤波效果,滤波电容的容量应较大,通常采用多个高频电解电容并联,可以降低等效串联电感和电阻。故选用4只50V/100uf的电解电容并联。 3.5 本章小结 本章主要分析了全桥拓扑结构的特点,按照24V/5A的输出参数,对高频变压器进行了具体的设计,并给出了计算步骤和绕制方法。完成了输入和输出整流滤波电路的分析和参设计。 4 控制电路设计 本文所设计的全桥拓扑的控制电路主要包括控制器、软启动电路、电流反馈电路、斜坡补偿电路等。控制电路是开关电源的核心部分。下面将对控制电路各部分功能电路进行具体的设计和介绍。 4.1 UC3846芯片简介 UC3846电流PWM控制器特点: 1自动前馈补偿。 2可编程控制的逐个脉冲限流功能。 3推挽输出结构下自动对称校正。 4负载响应特性好。 5可并连运行,适用于模块系统。 6内置差动电流检测放大器,共模输入范围宽。 7双脉冲抑制功能。 8大电流图腾柱式输出,输出峰值电流500mA。 9精密带隙基准电源,精度士1%。 10内置欠电压锁定电路。 11内置软启动电路。 12.具有外部关断功能。 13工作频率高达500KHz 其内部结构如图4.1 图4.1 UC3846内部结构图 4.1.1 引脚说明UC3846采用16引脚(DIL - 16、SOIC-16)和20引脚(PLCC - 20、LCC - 20)两种封装形式。下面以DIL - 16封装为例进行介绍,其引脚排列如图1?40所示。 UC3846有16个引脚各引脚的功能如下(图4.2): 图4.2 UC3846引脚 ?C/S SS(引脚1):限流信号/软启动输入端。该端可接给定信号。 ?VREF 引脚2:基准电源输出端。该端输出一温度特性极佳的基准电压。 ?C/S-引脚3:电流检测比较器反相输入端。该端接电流检测信号。 ?C/S+引脚4:电流检测比较器正相输入端。该端接给定信号。 ?E/A+引脚5:误差放大器同相输入端。在闭环或开环系统中,该端都接给定信号。 ?E/A-引脚6:误差放大器反相输入端。在闭环系统中,该端接输出反馈信号。根据需要,可在该端与引脚7之间接入不同功能的反馈网络,构成比例,积分,比例积分等类型的闭环调节器。在开环系统中,该端直接与7脚相连,构成跟随器。 ?COMP引脚7:误差放大器输出端。在闭环系统中,根据需要,可在该端与引脚6之间接入不同功能的反馈网络,构成比例,积分,比例积分等类型的闭环调节器。在开环系统中该端可直接与引脚6相连,构成跟随器。脚8振荡器的外接电容端。 ?CT引脚8:振荡定时电容接入端。 ?CR引脚9:振荡定时电阻接入端。 ?Sync(引脚10):同步信号输入端。在该端输入一方波信号可实现控制器的外同步。该端亦可作为同步脉冲信号输出端,向外电路输出同步脉冲信号。 ?A OUT(引脚11):输出端A。引脚11和引脚14是两路互补输出端。 ?GND(引脚12):信号地。 ?Vc(引脚13):输出级偏置电压输入端。 ?B OUT(引脚14):输出端B。引脚14和引脚11是两路互不输出端。 ?VIN(引脚15):偏置电源输入端。 ?Shutdown引脚16:外部关断信号输入端。 4.2 软启动保护电路设计 由于本文设计的开关电源的输出滤波电容较大,如果不采用软启动电路,刚开机时的输出电压会突然建立从而形成很大的充电电流,叠加在负载电流上,它不仅会使MOS管由于过流烧毁,而且易引发过流保护电路发生误动作。为此开关电源控制电路必须具PWM输出脉冲电压的软启动功能。由UC3846构成的电流型控制电路如图4.3所示,R1、 R2和电容C1,构成了一?机软启动电路。当引脚1上的电压低于0.5V时,UC3846的两个输出端将没有输出,通过对电容C1的充电可以很简单的实现电路软启动功能。电容C1取值的大小决定的启动时间的长短,根据经验,C1的大小选择左右大小1uf的电解电容。 图4.3 UC3846的控制电路 4.3 UC3846振荡频率与死区时间 UC3846的工作频率由下式决定: (R为k?, C为uF) 4-1 式中,Rt的取值范围在1-500k?之间,Ct的选择应于100pF。由于设计的开关频率为90khz。本文的定时电容Ct选择为1000pF,通过上式可以推导出定时电阻12.2k?。全桥拓扑电路通过上下对管交替导通进行工作,当电路占空比达到或接近50%时,有可能发生上下管直通炸管的现象,因此需要设置一定的死区时间防止上下管直通。8脚上的电压波形为据齿波,其下降时间对应着死区时间,死区时间可通过下式计算得出:(4-2) C3的取值为1000pF ,对于较大的定时电阻R4,死区时间为: (4-3) 4.4 电流与电压反馈电路的设计 4.4.1 采用电流互感器检测的电流反馈电路 在全桥电路中,常常采用电流互感器来检测电流,利用电流互感器既可以提高开关电源效率,还可以达到电气隔离的目的,是比较理想的选择。因此本文采用电流互感器检测初级电流。如图4.4所示。 图4.4 电流反馈电路 电流互感器的初级和次级绕组匝数比为1: 12。电流互感器次级输出采用全桥整流电路,Rs为电流采样电阻,Rs的计算过程如下: 电流互感器的次级采样电流为:(4-4)Vref为芯片内部电压基准,其值为5V,R1和R2 是分压电阻,均是lk?,根据电感电流能达到的最大峰值电流I以及变压器变比kt和互感器匝数比ks可得到电流互感器次级采样电流是: (4-5) 其中6A 为电流纹波系数取0.2(4-6) 4.4.2 电压反馈电路设计 直接通过分压电阻对输出电压进行采样,将采样电压信号接入UC3846N的误差放大器反向输入端引脚6。当采样电压小于2.5V时,误差放大器正向和反向输出电压,经放大器放大后,调节输出电压,使得UC3846N的输出信号占空比变大,输出电压上升,达到稳压的目的。 图4.5 电压反馈电路 4.5 TLP250驱动电路设计 驱动电路连接控制电路和主电路,是电源的重要组成部分,在主电路为高压供电的电路中,为了保证人身的安全和控制电路的良好运行,往往采用具有电气隔离功能的驱动电路。隔离的方法有两种:变压器隔离和光电耦合器隔离,采用变压器隔离的好处是不需要独立电源,延时较小,主要缺点是输出宽脉冲时,变压器容易饱和。光电隔离驱动电路,其优点是输出波形较好,缺点是需要独立的辅助电源供电。本文采用TLP250驱动电路。 TLP250简介: 图4.6 TLP250引脚 引脚1空引脚 引脚2阳极 引脚3阴极引脚4空引脚 引脚5电源地 引脚6、7输出端 引脚8集电极电压端 TLP250的典型特征如下: 1)输入阈值电流(IF):5mA(最大); 2)电源电流(ICC):11mA(最大); 3)电源电压(VCC):10~35V; 4)输出电流(IO):?0.5A(最小); 5)开关时间(tPLH/tPHL):0.5μs(最大); 6)隔离电压:2500Vpms(最小)。 驱动电路图如下;本文采用四路TLP250隔离驱动IRF830MOSFET 图4.7TLP250驱动电路 4.6 斜率补偿电路的设计 如下图4.7所示。通过电压放大器作为一电压跟随器使用,将从振荡电路产生的斜坡补偿信号加到电压跟随器的同相输入端,使斜坡补偿信号加到电流检测信号上。其作用既可以减小电流反馈对振荡电路的影响,同时还可以提高振荡电路的抗噪能力。 图4.8 斜率补偿控制电路 电阻R7的计算过程如下: 电感电流下降斜率:(4-7) 电流互感器的电感电流下降斜率:(4-8) 测得的下降沿坡度: (4-9) 振荡电路的斜率: Vosc为振荡器幅度一般取1.7V (4-10) 斜坡补偿值:补偿比例M0.8 R61k (4-11) 斜率补偿加到电流放大器输入端得到电压为: (4-12)4.7 本章小结 本章首先介绍了电流控制型芯片UC3846N,并对其构成的控制电路进行了分析和计算,给出了电流反馈的具体计算过程和斜率补偿的计算。 5 全桥拓扑仿真与实验分析 5.1 调试 一、搭建的实验平台各模块电路如下: 图5.1 整流输入及全桥逆变模块 图5.2 UC3846控制电路模块 图5.3 整体实验平台 实验调试:首先调试的是控制电路,控制电路是高频开关电源的核心,控制电路的好坏直接影响?关电源主电路能否正常工作,以及开关电源的各项指标的是否正常。先通过辅助电源电路对控制电路进行单独供电,电压反馈通过UC3846芯片内部5V电压基准分压得到,测得控制电路输出波形如下图所示: 输入整流输出波形如下: 图5.4 整流桥空载,交流输入210V,输出衰减10倍 图5.5 整流并滤波接10K电阻负载,交流输入110V,输出衰减10倍 2、控制电路输出的PWM脉冲波形测得如下: 图5.6 PWM脉冲波形 首先通过外接直流稳压电源给控制电路供电,电压反馈通过芯片UC3846的内部5V电压的基准分压得到,通过改变电压反馈的不同分压比,可以测得控制电路的输出脉冲宽度会随之改变,测试波形如图5.7所示,图5.6所示的分压比是1:1,即占空比为50%,由图可知波形效果良好,控制电路具有可实施性。 5.2 本章小结 本章首先介绍了根据前面章节设计的对整流环节和整体主电路部分的基础上进行电流控制型全桥实验平台的搭建,通过这一平台进行输入整流和滤波以及控制电路波形的调试工作。然后对实验结果进行了分析,得到的结果基本与理 论计算相符合。验证了实验平台的可操作性。 结 论直流开关电源的应用广泛,在国防、科研、通信、大专院校实验室;工矿企业、电解、电镀、直流电机、电容赋能、充电设备等等领域都有应用,以及电子电器产品的调试与维修。1 通过对全桥变换器电路工作过程的深入分析,据此,确定了硬件电路中主要参数的设计要求,进而确定了其能够满足要求的计算方法和设计。 2 分析输入整流带电容滤波的输出电压,并通过仿真实验证实所采取方案的正确性,提高了整机工作的可靠度。 3) 根据对主变换器电路的分析,给出了主变压器和输出滤波电感的设计方法。并根据样机的设计指标,给出了主变压器和输出滤波电感参数的计算 结果,确保了