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一种新颖的完全断续 箝位 电流模式功率因数校正电路

2017-11-13 5页 doc 17KB 14阅读

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一种新颖的完全断续 箝位 电流模式功率因数校正电路一种新颖的完全断续 箝位 电流模式功率因数校正电路 一种新颖的完全断续 箝位 电流模式功 率因数校正电路 一种新颖的完全断续箝位电流模式功率因数校正电路2011-10-2021:59 摘要:提供了一种新颖的宽输入范围、完全DCM、箝位电流工作模式的Boost功率因数校正电路控制方法。该控制方法不存在Boost电路中二极管的反向恢复,从而提高了整个电路的效率,同时,该方案获得了低的总谐波畸变(THD)和较高的功率因数(PF)。该方案适合于中低功率场合的应用。给出了具体的理论分析和一个100W的电路实验数据。 关键词:电流...
一种新颖的完全断续 箝位 电流模式功率因数校正电路
一种新颖的完全断续 箝位 电流模式功率因数校正电路 一种新颖的完全断续 箝位 电流模式功 率因数校正电路 一种新颖的完全断续箝位电流模式功率因数校正电路2011-10-2021:59 摘要:提供了一种新颖的宽输入范围、完全DCM、箝位电流工作模式的Boost功率因数校正电路控制。该控制方法不存在Boost电路中二极管的反向恢复,从而提高了整个电路的效率,同时,该获得了低的总谐波畸变(THD)和较高的功率因数(PF)。该方案适合于中低功率场合的应用。给出了具体的理论和一个100W的电路实验数据。 关键词:电流箝位升压;功率因数校正;完全断续电流模式 0引言 在以往的有源功率因数校正电路拓扑中,一个带乘法器的控制芯片不可避免。为了降低成本,一种电流箝位(ClampedCurrentBoost,CCB)的控制方法可以简化电路。在这种电路中,每半个周期中开关电流峰值被箝位至一个参考值。输入电流的波形跟随输入电压,这样就可以得到理想的THD。由于它不需要乘法器来提供一个电流参考值,而可以利用任何一种峰值电流控制的芯片(如UC3843)来完成这个功能,从而大大降低了成本,简化了电路。 但是,以往提出的箝位电流模式电路,在低输入电压时工作在断续电流DCM,在高输入电压时工作在连续电流模式CCM。而CCM的工作方式存在两个缺点:一是电路中的续流二极管的反向恢复,这降低了电路的效率;二是电路中的电感值比较大,这给提高电路的功率密度带来了困难。 本文提出了一种在通用的整个输入电压范围内工作在DCM的CCBPFC电路。该电路消除了二极管的反向恢复问题,从而提高了电路的工作效率;同时,由于工作在电流断续模式,电感量减小,这样就可以减小电感的体积,提高功率密度。 本文给出了该电路拓扑的数学分析并且给出了一个100W的电路实验结果。 1理论分析 电路原理图如图1所示。在进行分析之前,假设以下条件成立: --所有的元器件都是理想的; 变换器工作在稳态时,开关频率远大于交流母线的频率,从而可以认为-- 在一个开关周期内,输入电压是恒定的; --输入电压是理想的正弦波vac=Vmsin(ωLt),其中ωL为交流母线的频率; --参考电压在一段时间内是一个恒定值Vref; --输出电压是恒定的。 图1CCBPFC电路 为了便于分析,使得计算的结果与具体的电路参数无关,我们采用标幺值,即令 Vb=Vo; Ib=Vo/Rt(Rt=2L/Ts,Ts为开关周期); 则输入的电压峰值为: Vm=Vm/Vb(1) 与传统的CCBPFC电路不同,在整个母线电压输入周期内,该电路工作在电流断续模式。在每半个周期内,有两种电流断续工作模式。如图1所示,在开关周期开始阶段,Boost电路中的开关管处于开通的状态,电感中的电流iL从零开始增加。在采样电压(RiiL)达到参考电压(Vref)和斜率补偿电压(VR)的和,或者达到最大占空比时,开关管关断,电感电流线性减小(如图2)。这两种工作模式分别定义为DCM2和DCM1。 (a)DCM1(D=Dmax) (b)DCM2(DDmax) 图2两种电流断续工作模式 对一个周期内电感电流求平均值,可以得到两种DCM工作模式下的电流归 一化后的达式分别为: iL,avDCM1=(2) iL,avDCM2=(3) 式中:Kr为电流模式斜率补偿深度系数。 DCM1和DCM2的边界条件为: D==Dmax(4) 式中:斜率补偿Mc=IR/(DmaxTs),IR为斜率补偿电流。 因此,可以得出DCM1和DCM2两种工作模式的边界点为: ωLt=arcsin 式中:为斜率补偿电流峰值。 由前所述,可以得到每半个周期的平均电流归一化暂态值: iLav(ωLt)=(5) 由上面的分析可以得到每半个工频周期,在不同输入电压下,输入电流的 的波形如图3所示。 图3输入电流波形与输入电压的关系图 Boost电感值必须保证在整个周期内,电路工作在DCM模式。 在最小输入电压下的电流峰值为: Iinp=Po/(ηVin,rms,min)(6) 式中:Po为输出功率; η为最低效率; Vin,rms,min为最低的输入电压幅值。 所以,电感值由式(7)决定。 (Vinpmin/L)DlminTs=2Iinp(7) 式中:Vinpmin为最小输入电压峰值; Dlmin为在最小输入电压时的最小占空比,即 Dlmin=(Vo-Vinpmin)/Vo(8) 输出电容必须满足式(9)。 Co=Po/(2πflineVoΔVo)(9) 标幺化的功率因数可以由式(10)获得。 PF=Pin/(VinrmsIinrms)(10) 式中: Pin=Vm|sin(ωLt)|iLav(ωLt)dωLt(11) =(12) Vinrms=Vm/(13) 那么, Ii,k=(iLavDCM1sin(kωLt)dωLt+iLavDCM1sin(kωLt)dωLt +iLavDCM1sin(kωLt)dωLt(14) THD=,k=3,5,.(2N+1)(15) 2实验结果 设定以下工作条件: Vm=127~311V;fline=50Hz;Vo=380V; Po=100W;η=0.92;fs=77kHz;Dmax=0.95。 参数设定为: L=370μH;Kr=0.22;C=68μF,选用68μF/400V铝电解电容。 电路图如图4所示。 图4实验电路图 获得的电路波形如图5所示,由图5可以看出,实验结果符合理论分析。 (a)Vin=90V (b)Vin=120V (c)Vin=220V (d)Vin=265V 图5实验电路波形图 表1为实验获得的PF和THD与Vin,rms关系。由表1可以看出,该电路符 合IEC-3-2的。 表1PF,THD与输入电压关系表 Vin/V90120220265PF0.9970.9940.9610.911THD/%5.612.117.232 该电路在满负载(Vo=380V,Io=0.263A)下的效率测试如图6所示。 图6满负载、不同电压下的电路效率 3结语 本文对一种在通用的整个输入电压范围内实现DCMCCBPFC的电路拓扑,进 3-2标准。同行了详细的理论分析,实验结果证明了该电路可以满足IEC1000-时,由于它消除了二极管的反向恢复,采用电流断续模式,提高了电路的工作效率和功率密度。这对于中小功率的应用有很大的吸引力。
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