并联DC-DC电源

并联DC-DC电源 摘 要 本系统采用微控制器STM32F103的并联恒压和分流控制系统开关电源模块。同时采用凌阳SPCE061A单片机作为辅助控制，实现按键设定、液晶显示功能。分别了BUCK拓扑下的变流器，以此作为题目要求的DC-DC模块，实现并联带载功能。该并联系统实现24V供电转换为8V的直流变换功能,负载电流在指定电流值下，两模块可按任意指定比例分配，电流分配误差达到1.5%，电压误差达到1%。并具有负载短路保护及自动恢复动能。本系统具有调整速度快，精度高，功耗低，成本低，负载调整率低，效率高等优点。 关键词:单片机 ，DC-DC模块 ，IRF540 ，低功耗 ，低成本 I I ABSTRACT The system uses micro-controller STM32F103 parallel switching power supply module of constant pressure and shunt control system.At the same time the sun plus SPCE061A microprocessor controlling as the assistant, it realizes the keys setting and liquid crystal display function. The system designs the BUCK topology of the converter respectively, which is regarded as the request of DC-DC module and realizes the function in parallel with load. The parallel system achieves the function of DC conversion from 24 V power supply to 8 V DC ,and completes the two modules ,being arbitrarily specified proportion,whose current distribution error to 1.5%, the voltage error reached 1% ,while load current is under the specified current value. And it has the load short-circuit protection and automatic recovery kinetic energy. This system has the advantage of adjust speed, high precision, low power consumption, low cost, low load regulation rate and high efficiency. Keywords: SCM,DC-DC module,IRF540，Low power consumption,low cost II I I 第1章 绪论 1.1选题目的与意义 随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，电源技术被广泛应用于计算机 、工业仪器仪表 、军事 、航天等领域,涉及到国民经济各行各业 。各种电子装置对电源功率的要求越来越高,对电流的要求也越来越大,开关电源向更大功率方向发展。 因此，大功率电源系统需要用若干台开关电源并联运行,以满足负载功率的要求。同时考虑分布式与集中式电源系统相比所具有的优点,具体采用分布式电源系统供电。这样每个变换器只处理较小功率,降低了应力,还可以应用冗余技术,提高了系统的稳定性,并且使用场合不受限制,根据需要组合,方便灵活 。其容量可以任意扩展 。同时可将模块的开关频率提高到兆赫级,从而提高模块的功率密度使电源系统的体积 、重量下降。可谓一举多得。由于大功率电源负载需求的增加以及分布式电源系统的发展开关电源并联技术的重要性也日益电流的关键。 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和开关器件(MOSFET、BJT等)构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。 1.2 发展趋势 1 1 开关电源的前身是线性稳压电源。在开关电源出现之前，许多控制设备的工作电源都采用线性稳压电源。由于计算机等电子装置的集成度不断增加，功能越来越强，他们的体积却越来越小，因此迫切需要体积小、重量轻、效率高、性能好的新型电源，这就成了开关电源技术发展的强大动力。新型电力电子器件的发展给开关电源的发展提供了物质条件。在20 世纪60 年代末，巨型晶体管(GTR)的出现，使得采用高工作频率的开关电源得以问世，那时确定的开关电源的基本结构一直沿用至今。后来随着电力MOSFET 的应用，开关电源的频率进一步提高，使得电源体积更小，重量更轻，功率密度进一步提高。在20世纪80 年代，IGBT 的出现让仅适用于小功率场合的开关电源在中大功率直流电源也得以发挥。在20 世纪80 年代后20 年为了解决因开关频率提高而引发的电磁干扰问题，出现了软开关技术开关电路。随后在20 世纪90 年代，为了提高开关电源的功率因数， 出现了功率因数校正技术(PFC)。目前除了对直流输出电压的纹波要求极高的场合外，开关电源已经全面取代了线性稳压电源，主要用于小功率场合。例如:计算机、电视机、各种电子仪器的电源。在许多中等容量范围内，开关电源逐步取代了相控电源，例如:通信电源领域、电焊机、电镀装置等的电源。 我国的晶体管直流变换器及开关稳压电源研制工作开始于60年代初期，到60年代中期进入实用阶段，70年代初期开始研制无工频降压变压器开关稳压电源。1974年研制成功了工作频率为10kHz、输出电压为5V的无工频降压变压器开关稳压电源。近10多年来，我国的许多研究所、工厂及高等院校已研制出多种型号的工作频率在20kHz左右，输出功率在1000W以下的无工频降压变压器开关稳压电源，并应用于电子计算机、通信、电视等方面，取得了较好的效果。工作频率为100kHz--200kHz的高频开关稳压电源于80年代初期就已开始试制，90年代初期就已试制成功。目前正在走向实用阶段和再进一步提高工作频率。许多年来，虽然我国在无工频降压开关稳压电源方面作了巨大的努力，并取得了可喜的成果，但是，目前我国的开关稳压电源技术与一些先进的国家相比仍有较大的差距。此外，这些年来，我国虽然把无工频变压器开关稳压电源的工作频率从数十kHz提高到了数百kHz，把输出功率由数十瓦提高到了数百瓦甚至数千瓦。 2 2 1.3设计内容 设计并制作一个由两个额定输出功率均为16W的8V DC/DC模块构成的并联供电系统如下图1-1所示。 图1-1 设计任务 输入工作电压:DC24V; 输出:DC8.0?0.4V; 系统供电效率:?60% 电流波动:?5%; 电源效率:?90%; 有短路、开路、软启动等状态保护功能; 调整负载电阻，保持输出电压，使两个模块输出流之和Io=1.0A,UoV,,8.00.4 且按I1:I2=1:1模式自动分配电流，每个模块的输出电流的相对绝对值不大于5%。 调整负载电阻，保持输出电压，使两个模块输出电流之和Io=1.5A,UoV,,8.00.4 且按I1:I2=1:2模式自动分配电流，每个模块的输出电流的相对绝对值不大于5%。 第2章 系统总体设计 2.1 系统总体框图设计 通过按键控制电流比例参数，分别对Buck电路1和Buck电路2的电流进行采样，将采样得出的值通过A/D送入STM32F103单片机，STM32F103单片机 3 3 通过PID运算输出PWM，实现对开关管的导通与截止，从而控制两主电路的电流值，达到所要求的电流比例，并且通过12864显示。 1 光耦隔离 Buck电路1 24V 负载 Buck电路2 光耦隔离2 电流采样1 电流采样2 电压采样 单片机系统 按键 显示 图0.1 系统框图 2.2方案设计与论证 2.2.1 DC-DC电路设计 【方案一】采用反激式拓扑结构，能够取得较好的稳压效果和较小的纹波电压。但电路复杂，变压器损耗高，控制繁琐，调试困难，短时间难以实现题目要求。 【方案二】采用同步BUCK变换器，采用两路buck拓扑结构，能够取得很好的降压稳压均流的效果，电路结构简单，体积小。损耗少，能够满足供电系统均流输出、高效率输出的要求。 2.2.2 均流控制方案 【方案一】并联强迫均流。利用监控模块实现均流，由监控模块获得所有并联模块的平均电流值，再通过软件计算，用并联平均电流值与模块电流值进行比较，比较后的结果用来补偿电压基准，调整模块电压，使模块电流值与系统平均值电流相同。此方案易于实现,均流精度高，但其瞬态响应较差,调节时间长。 【方案二】 主从法适用于电流型控制的并联开关电源系统中。这种均流系统中有电压控制和电流控制，形成双闭环控制系统。这种方法要求每个模块间有通 4 4 讯，所以使系统复杂化，并且当主模块失效时，整个电源系统便不能工作。 方案三:用单片机实现动态均流。通过单片机实时采集两路DC-DC模块的电流和负载电压，采取独立的PWM控制器，通过电压、电流采样反馈到PWM控制器即单片机。本系统使用经过光耦与开关管IRF540相连的单片机依据实测电流与理论值的差改变开关管的占空比，从而控制开关管的导通频率。这个环路一直循环，直至并联支路电流分配到指定的比例。该方案优点控制精度高、外围电路简单，用软件模拟硬件，成本低，整个系统的效率高。 因为本设计要求模块的输出电流的相对误差的绝对值不大于2%，精度要求高，比较而言选择第三种方案。 2.2.3 单片机选择方案 【方案一】51单片机，采用8位CPU，CISC指令集，冯诺依曼结构总线。适合C,C++语言的应用，结构简单，但其功耗大，且不适合C语言的应用，内部资源少，精度不高，速度慢，效率低。 【方案二】凌阳SPCE061A是16位单片机，内部资源丰富，工作主频高，速度比51快，且本身带AD转换电路，方便，程序易编写和调试，RAM,ROM空间大，指令周期短，低功耗，低电压，提高开发效率，只能输出一路PWM,而在本系统中需要两路PWM. 【方案三】采用STM32F103单片机，内部有非常丰富的资源，运算速度快，具有强大的PWM输出功能，低电压供电，超低损耗，可以实现更高的性价比要求，可以满足PWM的控制要求。 综上所述:选用方案二和方案三即凌阳与STM32F103单片机配合作为主控芯片。 2.2.4 控制方法及实现法案 【方案一】利用PWM专用芯片产生PWM控制信号。此法较易实现，工作较稳定，但不易实现输出电压的键盘设定和步进调整。 【方案二】利用单片机产生PWM控制信号。让单片机根据反馈信号对PWM信号做出相应调整以实现稳压输出。这种方案控制系统软件编程工作量较小，难度不是很大，用脉宽调制型的控制器实现PWM控制，并且完全由硬件产生高频脉冲， 5 5 实时性比较好，单片机控制的任务较轻，对单片机硬件资源要求不高，实现起来较为灵活，可以通过调试针对本身系统做出配套的优化。但是此方案硬件电器设计难度较大，电路板布线工作量较大，系统调试比较复杂。 根据要求选择方案二。单片机和脉宽调制型控制器共同实现整个系统的控制。脉宽调制器产生高频脉冲直接DC,DC变换模块，单片机实现液晶显示、AD,DA转换、、处理电压反馈信号、过流保护、对脉宽调制器进行控制、显示等功能;过流保护电路负载电流不超过2(5A;负载电压负反馈电路进一步对负载电压进行精确控制。 2.2.5 过流保护 单片机检测到电流超过4.5A时，发出指令将两路buck电路的开关管关断，电流下降恢复正常值后，开关管导通，电路恢复正常。 2.3 器件选择及计算 2.3.1 功率电感的设计 1.电感的计算 Buck变换器是一种输出电压平均值vo小于或等于输入电压VI的单开关管非隔离型直流变换器，该变换器主要由全控型开关管T、电感元件L、电容器C和续流二极管D构成,如图所示: 电感的电流与电压的关系 diU,L dt 则 I,I,ULU,L或 ,ioTTonoff 6 6 所以 U,UD，，ioL, f,I UoD,Ui 所以 U,U,U，，ioo L,U,f,,Ii U=24V，U=8V，=20-30kHz，所以取，ff,24kHzio U,UU，，24,8，8，，ioo L,,,444uH4U,If8，0.5，2.4，10i 电感的取值为:444uH，电路正常工作时，电感中流过的电流较大，太大的电感值在很大程度上会增加系统功耗。在实际应用中，系统电感值可以适当减小，为保证，额定1A输出时电感工作在连续状态，功率电感取444uH。 2.磁芯形状和尺寸 采用饱和限制面积乘积公式，B=0.3T，多线圈电感K=0.027，所以 max 43,3，，，I，LIsp，，，0.444100.672，，4FL (公式3-2-7) ,,, AP =0.0267cm ,,,,,,BK，max0.30.03，，，，，， 表0.1 KS092-125磁芯数据 AL 型号 平均磁路长度le(cm) 磁路面积Ae(cm2) 窗口面积Aw(cm2) 磁芯体积V(cm3) KS092-125 5.88 0.388 1.49 2.28 105 如上错误～未找到引用源。表3.1所示，KS092-125磁芯，面积乘为 44AA=0.388×1.49=0.578cm>0.0267cm，完全满足设计要求。 ew 3.所需匝数 ,6L444，10N ,,,65,9AL105，10 65匝共需要漆包线长度为 65，0.03,1.95.m 寄生电阻为 7 7 1.95 R=54.3，,0.106,01000 4.电感损耗 直流损耗最大为 22 P,IR,1，0.106,0.106Wdc 2.3.2 滤波电容计算 滤波电容的选择必须满足输出纹波的要求。电容并非理想器件，可以等效为电阻ESR电感L与其的串联，在300KHz或500KHz以下频率L可以被忽略，输出纹波仅由ESR和C决定。 ，，,U,,IESR，XC 1X, C2,fC 一般取 2,UESR,， 3,I 1,UX,， C3,I 设计要求输出?I?350×2%=7mA，设输出纹波为10mV，系统频率为24KHz，则 1110 ,，42.4102,37，，C 可得 C,14uF 结合库里的材料和电路条件限制，选择25V，100uF的电解电容进行输出滤波。 2.3.3 MOS管的选择 根据实验要求可以知道，MOS管两端的最大压降为16V，流过的最大电流平均值是0.67A。为防止MOS过压被击穿，一般我们都留有一定余量，选择MOS管的最大耐压要50V左右，最大导通电流也要大于3A，如下错误～未找 8 8 到引用源。表2.2所示，几款符合条件的芯片。 表2.2 MOS管选型比较 最大耐压最大导通电流导通电阻输入电容导通延时关断延时 (V) (A) (pF) (ns) (ns) (Ω) 需要参数 50 1 IRF7492 200 3.7 0.079 1820 13 14 IRFU220 200 4.8 0.8 260 22 13 IRF640NPbF 200 18 0.15 1160 10 23 IRF540 100 23 0.077 890 10 15 通过错误～未找到引用源。表2.2可以看出，IRF220导通电阻太大，输入电流最大时损耗将近0.8W无法做到较高的效率;IRF7492虽然到通电阻很小，但是，它时SO-8封装不适合散热，也不易做太大功率;IRF640NPbF，虽然到通电阻有点大，但是，在最大电流通过时损耗仅有1.1W，完全可以做到要求的转换效率，但是，他的耐压值较高，这也决定了他的价格较高;与以上开关管相比IRF540导通、关断延时和输入电容都不大，驱动容易，交直流损耗不大，价格合理。本次设计选IRF540作为主电路开关管。 2.3.4 续流二极管的选择 流过续流二极管的额定平均电流为1A，最大为2.5A，为了保证安全并留有足够余量，选择耐流5A左右的二极管。二极管两端最大压差为16V，这个要求不大，选择的二极管峰值电压只要高于50V。应选择导通压降要尽量小的二极管，如错误～未找到引用源。表3.3所示，经过比较可以看出SK34耐压满足要求，导通电压0.5V，在几种二极管里面最小，比较适合选择条件，本设计选SK34作为主电路的续流二极管。 表2.3 几款合适的二极管参数 名称 电压有效值(V) 反向峰值电压(V) 导通电压(V) 导通电流(A) 反向恢复时间(ns) FFM103 140 200 1.3 1.0 140 ES23B 140 200 0.9 2 20 SK3200 200 140 0.86 3 —— SK34 40 40 0.5 5 —— 续流二极管的额定导通损耗 P,I,U,1，0.5,0.5W(公式3-2-17) DoF 损耗在设计容许的范围内。 9 9 第3章 硬件电路设计 3.1 MCU—STM32F103简介 内核:ARM 32位的Cortex?-M3 CPU -72MHz，1.25DMips/MHz (Dhrystone2.1)，0等待周期的存储器 -单周期乘法和硬件除法 ?存储器 -从32K字节至128K字节的闪存程序存储器 -从6K字节至20K字节的SRAM ?时钟、复位和电源管理 -2.0至3.6伏供电和I/O管脚 -上电/断电复位(POR/PDR)、可编程电压监测器(PVD) -内嵌4至16MHz高速晶体振荡器 -内嵌经出厂调校的8MHz的RC振荡器 -内嵌40kHz的RC振荡器 -PLL供应CPU时钟 -带校准功能的32kHz RTC振荡器 ?低功耗 -睡眠、停机和待机模式 -VBAT 为RTC和后备寄存器供电 2个12位模数转换器，1us转换时间(16通道))_ -转换范围:0至3.6V -双采样和保持功能 -温度传感器 ?DMA 7通道DMA控制器器攀 -支持的外设:定时器、ADC、SPI、I2C和 USART ?多达80个快速I/O口 -26/37/51/80个多功能双向5V兼容的I/O口 10 1 0 所有I/O口可以映像到16个外部中断 调试模式 -串行线调试(SWD)和JTAG接口 ?多达7个定时器 -多达3个16位定时器，每个定时器有多达4 个用于输入捕获/输出比较/PWM或脉冲计数 的通道 -16位6通道高级控制定时器 -多达 6 路 PWM 输出 -死区控制、边缘/中间对齐波形和紧急制动 2个看门狗定时器(独立的和窗口型的))-系统时间定时器:24位自减型 ?多达9个通信接口 -多达2个I2C接口(Sm-bus/Pm-bus) -多达3个USART接口，支持ISO7816 LIN，IrDA接口和调制解调控制 -多达2个SPI同步串行接口(18兆位/秒) -CAN 接口(2.0B 主动) -USB 2.0 全速接口 ?ECOPACK?封装(兼容RoHS) STM32F103xx增强型系列使用高性能的ARMCortex-M3，32位的RISC内核，工作频率为72MHz，内置高速存储器(高达128K字节的闪存和20K字节的SRAM)，丰富的增强I/O端口和联接到两条APB总 线的外设。所有型号的器件都包含2个12位的ADC、3个通用16位定时器和一个PWM定时器，还包含标准和先进的通信接口:多达2个I2C和SPI、3个USART、一个USB和一个CAN。 STM32F103增强型系列工作于-40?C至+105?C的温度范围，供电电压2.0V至3.6V，一系列的省电模式保证低功耗应用的要求。 完整的STM32F103增强型系列产品包括从36脚至100脚的五种不同封装形式;根据不同的封装形 式，器件中的外设配置不尽相同。下面给出了该系列产品中所有外设的基本介绍。 11 1 1 这些丰富的外设配置，使得STM32F103增强型微控制器适合于多种应用场合: ?电机驱动和应用控制 ?医疗和手持设备 ?PC外设和GPS平台 ?工业应用:可编程控制器、变频器、打印机和扫描仪 ?警报系统，视频对讲，和暖气通风空调系统 从以上可以看出，STM32F103单片机完全可以满足设计要求，最小系统原理图如所示。 3.2 DC-DC变换电路设计 本系统主电路选用降压斩波电路,将24V直流电压经DC-DC变换模块转换为8V稳定直流电压。经过两路BUCK并联供电系统为负载提供稳定的8V输出，采用分立元件MOS管和电感的组合，通过外加PWM控制灵活变换，检测器通过检测电压、电流的变化，其中每一路buck电路都是通过单片机AD输出PWM矩形波来控制开关管的导通于闭合，当开关管闭合的时候，电流流经电感，电感储能，电容充电，同时给负载供电;当开关管断开的时候，电感内部储存的能量将会释放给负载，电容瞬间充电，然后电容放电为负载供电。主电路的供电就是通过控制开关管的通断来为后面电路供电，改变输出PWM的占空比，实现对开关管的导通与截止，从而控制主电路的电压与两个DC-DC支路的电流。 12 1 2 图3.1 电流采样原理图 电流采样也有多种方式，最常见的有对采样电阻的采样电压由运放进行放大和由芯片进行放大两种采样方式。选用芯片采样，精度较高，控制容易，但是这样的芯片要求的工作电压较稳定，而且价格较高;运放放大采样，设计简单，放大倍数可调，性价比较高;可是精度相对较低，不过通过软件可以进行补偿;通过实验得出应用运放放大进行电流采样，完全可以实现恒流的功能。本次试验选用运放放大的电流采样方式，采集采样电阻两端的压降，通过运放放大，测得电压除以采样电阻大小即可得到电流大小。 图3.2电流采样原理图 3.4 辅助电源电路设计 辅助电源主要给STM32F103、MOS驱动、运放三个部分供电，MOS驱动和运放需要10~20V电压;STM32F103需要3.3V电压;所以系统的辅助电源有分为两个电压值。输入电压为24V，为降低损耗，取MOS驱动和电流采样的供电电压为15V。本次设计主要做出两路分别为3.3V和12V的电源即可。 13 1 3 1( 24V到15V稳压 稳出的15V为整个电源的所有用电模块供电，需要的驱动功率在0.5W以内。具体设计电路原理图如下图3.3所示。D3为稳压管，输出电压接近稳压管稳出的电压，只要选择合适的基极电阻，能提供足够的基极电流就能设计出合适供电电源。 图3.3 24V转15V电路原理图 2( 12V~3.3V稳压 12V到3.3V有8.7V的压降，若选用线性稳压器仍然有不小的损耗，若选用开关稳压，纹波较大，不易于给MCU供电。本次设计取两种方式的优点部分，先用开关稳压芯片TLP5430将12V电压，稳到5V左右，再用线性稳压器LM1117得到稳定的3.3V电压，即达到了降低损耗的效果，又得到了比较稳定的电压，电路原理原理图如下错误～未找到引用源。图2.7所示。 图3.4 12V到3.3V稳压原理图 3.5 MOS管驱动电路 MOS管的驱动芯片采用光电隔离器件TLP250，目的主要是实现了主电路与控制电路的隔离，保证控制信号占空比的稳定，减小主电路受到的噪声干扰， 14 1 4 而且TLP250输出电压到场效应管的GS极两端的电压为15V，可驱动IFR540 MOS管，而达到很好的开关效果。光电耦合器是实现光电耦合的基本器件，它将发光元件(发光二极管)与光敏元件(光电三极管)相互绝缘的组合在一起。发光元件为输入回路，它将电能转换成光能;光敏元件为输出回路，它将光能再转换成电能，实现了两部分的电气隔离，从而可有效地抑制电干扰。在输出回路常采用复合管形式以增大放大倍数。 JW1GNDVCC15CON2C20C22JP112J918R101827A122736N11364545R9CON2TLP250 第4章 软件设计部分 4.1 程序设计 系统通过键值处理和AD,DA采样，通过对比产生PWM波，控制开关管，实现对电路的闭环控制。当被控对象的结构和参数不能完全掌握，或得不到精确的数学模型时，控制理论的其它技术难以采用时，系统控制器的结构和参数必须依靠经验和现场调试来确定，这时应用PID控制技术最为方便。本程序中巧妙地运用了PID算法，使系统可以正常运行，另外本系统利用上位机对PID参数进行整定，不仅缩短了调试周期，而且进一步提高了系统的精度。图如下: 15 1 5 开始 ?液晶显示器显 示 键盘扫描取键 值 N 有键按下 Y 设定比例值 采集A/D值 与计算值比较 PID输出 采集I1采集I2与计算值比较与计算值比较得出PID输出得出PID输出调节PWM调节PWM 显示相关数值 结束 16 1 6 4.2 短路保护程序设计 当检测到输出电流大于3A，系统将执行保护程序。为防止突来的干扰影响系统的正常运行，当检测到300次条件满足时，才执行保护操作。 首先把PWM输出的占空比置为0，接着在定时器中计数，当到达5s时，初始化所有数据，重启动系统。若保护条件仍然满足，仍执行保护操作;若不满足保护条件，系统返回正常的运行状态。具体流程如下错误～未找到引用源。图4.3所示。 图0.2 短路保护程序流程图 第5章 系统测试 5.1主要元器件 表5-1主要元器件 元件名称 型号 数量 单片机 STM32F130 1 运放 LM324 2 N沟道MOS管 IRF540 2 光电耦合器 TLP250 2 17 1 7 5.2 测试方法 24V DC 图5-2测试框图 5.3 测试仪器清单 这次我们整个测试用到的仪器有: 表5-2测试仪器清单 序号 仪器名称 型号 指标 1 双踪示波器 RIGLO DS1102C 100Mhz带宽 1Gs/s采样率 2 数字万用表 RIGOL DM3051 6位半 3 数字万用表 UNI-T UT60B 3位半 4 直流稳压电源 UNI-T UTG9065C 0-32.5V/3A 5.4 仿真 我们先通过仿真软件SABER对设计的硬件电路进行仿真，再对仿真通过的硬件电路进行开环调试，最后加入闭环，用自己设计的上位机软件对各个PID运算参数进行校正。整个测试过程中，电流表分别连入输入端和两个DC-DC输出端及总主电路的输出端，电压表并入输入端和负载输出端，调节负载的值(负载采用滑动变阻器)，使DCDC模块在额定功率16W时，输出电压在7.6V-8.4V之间，测量输入输出电流电压，并计算效率，软件调节PWM控制开关管，改变负载使I1与2成一定比例。 I 5.5部分测试数据 表5-3 电流比例为1:1测量 18 1 8 Iin I1 I2 Iout Uout 效率 相对误差 0.55 0.76 0.75 1.51 7.990 91.40% 0.66% 0.75 1.01 1.00 2.01 7.987 89.20% 0.50% 0.95 1.26 1.25 2.51 7.991 87.97% 0.40% 1.14 1.51 1.49 3.00 7.987 87.57% 0.67% 1.34 1.76 1.72 3.48 7.989 86.45% 1.15% 表5-4 电流比例为1:4测量 Iin I1 I2 Iout Uout 效率 相对误差 0.55 0.31 1.21 1.51 7.993 91.44% 0.17% 0.76 0.42 1.64 2.06 7.988 90.22% 0.49% 0.94 0.50 2.01 2.51 7.988 88.87% 0.40% 1.14 0.60 2.42 3.02 7.990 88.19% 0.66% 1.35 0.69 2.84 3.53 7.989 87.04% 0.57% 5.6结果分析 经过反复调试与计算我们完美完成了基本和发挥部分，由上四表可以得出 效率在90%左右，相对误差在2%左右,满足基本和发挥部分的要求。 5.6.1 设计任务完成情况 ?调整负载电阻至额定输出功率，使 输出电压稳定在8V左右，相对误差为 UO=8.0?0.4V。 完成了要求 ?额定输出功率状态下，供电系统的效率供电系统的效率为90%左右，完美完成要 不低于60% 。 求 ?调整负载，保持UO=8.0?0.4V，使IO 在Iout为1A时，I1为0.501A，I2为0.50A =1.0A 且按I1:I 2=1:1，各模块的输出电相对误差小于1% 流的相对误差绝对值不大于5%。 ?调整负载，保持UO=8.0?0.4V，使IO 在Iout=1.5A时，I1=,I2=,相对误差为1%， =1.5A 且按I1:I 2=1:2 模式自动分配电完美完成要求。 流，各模块输出电流的相对误差绝对值不 大于5%。 5.6.2发挥部分完成情况 ?调整负载，保持UO=8.0?0.4V，使负载电在Iout在1.5A-3.5A变化时，各模块比例流IO 在1.5~3.5A变化时，各模块的输出电完全按照制定比例分配，相对误差小于1%。 流在(0.5~2.0)按指定的比例分配，各模 块相对误差的绝对值不大于2%。 ?调整负载，保持UO=8.0?0.4V，使IO =4.0A I1=2.00A,I2=2.01A,相对误差小于1%。 且按I1:I2=1:1，自动分配电流，各模块相 对误差的绝对值不大于2%。 19 1 9 ?额定输出功率工作状态下，进一步提高供我们的效率达到90%左右。 电系统效率。 ?具有负载短路保护及自动恢复功能，保护通过程序可以实现负载过流保护及自动恢阈值电流为4.5A(调试时允 复功能。 许有?0.2A 的偏差)。 ?其他。 添加了液晶显示，从机控制比例设定的功 能。上电灯光提示，过流灯光报警功能。 第6章 结论及前景展望 通过此次的毕业设计，提高了对本专业各个学科综合知识的实际运用能力，提高了实际动手能力，提高了自身的科学性、系统性、及全面性的综合设计素质，并且较好的掌握了硬件开发的工作流程及步骤。本设计完成了题目的基本要求部分，并基本做到符合发挥部分的要求，但由于时间有限，我们还存在很多需要修改的地方，设计的小巧简洁，电路的硬件保护，改进后性能应该会进一步提高，也希望老师给出宝贵意见。 开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各在开关电源制造商都致力同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体(Mn-Zn)材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度(Bs)下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源的工作效率。对联高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。 模块化是开关电源发展的总体趋势，可以用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N+1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化，其噪声也必将随着增大，而用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，使得多项技术得以实用化。可以预计，下面几个问题是开关电源发展的永恒方向: (1)开关电源频率要高，这样动态响应才能快，配合高速微处理器工作是必须的; 20 2 0 也是减小体积的重要途径。 (2)体积要减小，变压器电感、电容都要减小体积。 (3)效率要高，产生的热能会减少，散热会容易，容易达到高功率密度。 电力电子技术是重要的支撑科技，据美国总统科学和技术顾问委员会提出，国家关键性的科技领域有七个方面:能源、环保、资讯与通信、生命科学、材料和交通。每一领域无一不和电力电子有关，都在起着重要作用，而开关电源是其中的一个重要方面，有着深远的美好前景。 因此要加快我国开关电源产业的发展速度就必须走技术创新之路，走出有中国特色的产学研联合发展之路，为我国国民经济的高速发展做出贡献。 致谢 在论文完成之际，首先要感谢我的指导老师。在本文从前期的选题，到最后论文的完成，都是在指导老师的悉心指导和严格要求下进行的。林老师学识渊博、治学严谨。她不仅在学习给了我很多帮助和启发，使得我在课题研究和实际项目的动手操作能力上有了很大的提高，而且让我学会了做事、做学问的态度和方法，将使我终身受益。在此，向指导老师林旭梅老师表示衷心的感谢和深深的敬意～ 21 2 1 在此向帮助和指导过我的各位老师表示最衷心的感谢，同时感谢各位授课老师，在我学习期间，正是你们孜孜不倦的教诲使我能够顺利完成学业，你们的潜移默化使我在这四年的学习生涯中积累了一笔宝贵的财富，这将使我在今后的学习工作中受益终生。感谢我的同学、感谢我的家人和朋友，在我求学的过程中，给予我莫大的支持和帮助，没有你们就没有我今天的收获和成果。在本论文撰写过程中，参考并引用了许多作者的文献，他们的研究成果给了我极大的帮助和启迪，在此谨表示衷心的感谢～向在百忙之中抽出时间对本论文进行评审及评阅的各位专家表示衷心的感谢～ 参考文献 [1] 童诗白，华成英 模拟电子技术基础 高等教育出版社 2006年 [2]王兆安、刘进军(电力电子技术(机械工业出版社，2009(5 [3] 张占松，蔡宣三 开关电源的原理与设计 电子工业出版社 2002年 [4] Abraham l.Pressman 开关电源设计 电子工业出版社 2005年 [5] 李爱文 现代通信基础开关电源的原理和设计 科学出版社 2001年 22 2 2 [6] 高吉湘 全国大学生电子设计竞赛系列教程 电子工业出版社 2007年 [7](美)Sanjaya Maniktala 著，王志强等译 精通开关电源设计 人民邮电 2008年09月 [8](美)普利斯曼 著，莫瑞 著，王志强 等译 开关电源设计 电子工业出版社 2010-6-1 [9] 王水平 《开关稳压电源原理设计及实用电路(修订版)》 西安电子科技大学出版社; 第1版 (2005年10月1日) 附录一 部分源程序 void PID_CON(void) { static unsigned char pid_num=0; static float VOLTAGE_pid_out=0; static float CURRENT1_pid_out=0; static float CURRENT2_pid_out=0; static float pid_ek[3]={0}; static float pid_ek1[3]={0}; 23 2 3 static float pid_ek2[3]={0}; pid_num++; // if(pid_num>=10) {pid_num=0; pid_ek[0]=8.0-adc_result[0];//电压设定是8.0 VOLTAGE_pid_out+=KP_V*(pid_ek[0]-pid_ek1[0])+KI_V*pid_ek[0]+KD_V*(pid _ek[0]+pid_ek2[0]-pid_ek1[0]*2); if(VOLTAGE_pid_out>100.0)VOLTAGE_pid_out=100.0; else if(VOLTAGE_pid_out<0.0)VOLTAGE_pid_out=0.0; } pid_ek[1]=VOLTAGE_pid_out*K_I1-adc_result[1];//电流1设定 pid_ek[2]=VOLTAGE_pid_out*K_I2-adc_result[2];//电流2设定 CURRENT1_pid_out+=KP_I1*(pid_ek[1]-pid_ek1[1])+KI_I1*pid_ek[1]+KD_I1*(pi d_ek[1]+pid_ek2[1]-pid_ek1[1]*2); CURRENT2_pid_out+=KP_I2*(pid_ek[2]-pid_ek1[2])+KI_I2*pid_ek[2]+KD_I2*(pi d_ek[2]+pid_ek2[2]-pid_ek1[2]*2); if(CURRENT1_pid_out>100.0)CURRENT1_pid_out=100.0; else if(CURRENT1_pid_out<0.0)CURRENT1_pid_out=0.0; if(CURRENT2_pid_out>100.0)CURRENT2_pid_out=100.0; else if(CURRENT2_pid_out<0.0)CURRENT2_pid_out=0.0; pid_ek2[0]=pid_ek1[0]; pid_ek2[1]=pid_ek1[1]; pid_ek2[2]=pid_ek1[2]; pid_ek1[0]=pid_ek[0]; pid_ek1[1]=pid_ek[1]; pid_ek1[2]=pid_ek[2]; pwm_set(1,CURRENT1_pid_out); pwm_set(2,CURRENT2_pid_out); } 24 2 4