车载逆变电源研究 毕业论文

的斜截式直线方程:表示为公式2-6 kb y,x， (式2-6) 根据直线角系数的关系式和每一直线段的相位区间得各直线已知的相位角和 k两个交叉点的幅值坐标，即可求得各直线各自的斜率()和常数项(b)，从而 -7: 确定所有完整的直线方程如公式2 k ,()， (式2-7) ipbnnn 由于正弦曲线与n个直线相交后需要求解n个交点()的目标坐标值(x，ppnny)，而且必须同时满足式(2-4)和式(2-6)或是正弦曲线与各直线的各个交pn 点()的坐标值必须重合，即: pn 正弦曲线中的某一(p)点的坐标值(xp，yp)必须等于对应的某一直线nnn 段中(p)点的坐标值(xp，yp)，或者表示为公式2-8 nnn kppb sin()= ()， (式2-8) nnn pp据此，正弦曲线(图2a)与任一直线的交点坐标(x，y)必将被锁定于nn横轴(0,x,,);纵轴(0,y,,)的范围之内，续次利用牛顿迭代法即可求得 ppp所有交点()的具有相当近似精度的相位角(x)，然后将(x)代入式(1)nnn p就能解得各交点的瞬时幅值(y)，由此完成全部的调制过程。 n p就以上调制形式中求解的结果，交点(x)的值即相位角是时间的函数;交n p点(y)的值即对应时间的瞬时值或临界点，以此取得的按正弦函数值定位的不n p等宽序列脉冲的对偶边沿就是期望的控制信号角。由此取得对应的瞬时幅值(y)n似乎毫无意义，但是，对于模拟控制方法则是一个极为重要的过渡参数。可以想象，SPWM波的数理依据或可信度是首屈一指的。 - 19 - 2.4 正弦波脉宽调制技术的实现方法 2.4.1软件生成法 由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易，因此，软件生成法也就应运而生。软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法，其有两种基本算法，即自然采样法和规则采样法。 自然采样法是以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断，这就是自然采样法。其优点是所得SPWM波形最接近正弦波，但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制。 规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，一般采用三角波作为载波。其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现SPWM法。当三角波只在其顶点(或底点)位置对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(即采样周期)内的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样。当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载 此时为采样周期的两倍)内的位置一般并不对称，这种方法称为非对称规则波周期( [7]采样 规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点就是是计算简单，便于在线实时运算，其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦。其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小。 除上述两种方法外，还有一种方法叫做等面积法。该实际上就是SPWM法原理的直接阐释，用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的。由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制的缺点。 - 20 - 2.4.2硬件调制法 硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对开关器件的通断进行控制， [8]就可以生成SPWM波 (如图2-11)。而且随着电力电子技术的发展，现在已经产生了多种可以产生SPWM波的芯片，如TL494、SG3525A等，这些集成芯片的出现使得电路的设计大大简化，而且功能更加齐全。本次设计就采用硬件调制法，通过使用脉冲调制芯片来产生所需要的正弦脉冲调宽波。 图2-11 单极性SPWM波波形示意图 - 21 - 2.5 PID控制原理与程序流程 2.5.1控制系统的基本概念 一、模拟控制系统，如图2-12所示 图2-12 基本模拟反馈控制回路 被控量的值由传感器或变送器来检测，这个值与给定值进行比较，得到偏差，模拟调节器依一定控制规律使操作变量变化，以使偏差趋近于零，其输出通过执行器作用于过程。 控制规律用对应的模拟硬件来实现，控制规律的修改需要更换模拟硬件。 二、微机过程控制系统，如图2-13所示 图2-13 微机过程控制系统基本框图 以微型计算机作为控制器。控制规律的实现，是通过软件来完成的。改变控制规律，只要改变相应的程序即可。 三、数字控制系统DDC，如图2-14所示 - 22 - 图2-14 DDC系统构成框图 DDC(Direct Digital Control)系统是计算机用于过程控制的最典型的一种系统。微型计算机通过过程输入通道对一个或多个物理量进行检测，并根据确定的控制规律(算法)进行计算，通过输出通道直接去控制执行机构，使各被控量达到预定的要求。由于计算机的决策直接作用于过程，故称为直接数字控制。 DDC系统也是计算机在工业应用中最普遍的一种形式。 2.5.2 模拟PID调节器 一、模拟PID控制系统组成，如图2-15 图2-15 模拟PID控制系统原理框图 二、模拟PID调节器的微分方程和传输函数 PID调节器是一种线性调节器，它将给定值r(t)与实际输出值c(t)的偏差的比例(P)、积分(I)、微分(D)通过线性组合构成控制量，对控制对象进行控制。 1、PID调节器的微分方程，其表达式为公式2-9 det，，t1() (式2-9) utKetetdtT,，，()()(),,,PD0Tdt，，I - 23 - 式中 e(t),r(t),c(t) 2、PID调节器的传输函数，其表达式为公式2-10 ，，US (式2-10) ()1DS,,K，，TSPD,,()1ESTSI，，() 三、PID调节器各校正环节的作用 1、比例环节:即时成比例地反应控制系统的偏差信号e(t)，偏差一旦产生，调节器立即产生控制作用以减小偏差。 2、积分环节:主要用于消除静差，提高系统的无差度。积分作用的强弱取决于积分时间常数TI，TI越大，积分作用越弱，反之则越强。 3、微分环节:能反应偏差信号的变化趋势(变化速率)，并能在偏差信号的值变得太大之前，在系统中引入一个有效的早期修正信号，从而加快系统的动作速度，减小调节时间。 2.5.3 数字PID控制器 一、模拟PID控制规律的离散化，见表2-1 表2-1 模拟、离散比较 模拟形式 离散化形式 e(t),r(t),c(t)e(n),r(n),c(n) e(n),e(n,1)de(t) TdT nnt e(i)T,Te(i)e(t)dt ,,,0,0,0ii 二、数字PID控制器的差分方程见公式2-11 n,,TTDu(n),Ke(n)，e(i)，e(n),e(n,1)，u,,,,P0, (式2-11) TTi0I,,, ,u(n)，u(n)，u(n)，uPID0 u(n),Ke(n)式中 称为比例项 PP - 24 - nTu(n),Ke(i) 称为积分项 ,IPTi,0I TDu(n),Ke,,(n),e(n,1) 称为微分项 DPT 三、常用的控制方式 1、P控制 u(n),u(n)，uP0 2、PI控制 u(n),u(n)，u(n)，uPI0 3、PD控制 u(n),u(n)，u(n)，uPD0 4、PID控制 u(n),u(n)，u(n)，u(n)，uPID0 四、PID算法的两种类型 1、位置型控制――例如图2-5-3(1)调节阀控制,其表达式为公式2-12 n,,TTD (式2-12) ,,u(n),Ke(n)，e(i)，e(n),e(n,1)，u,,,0PTT,0i,,I 2、增量型控制――例如图2-4-3(2)步进电机控制,其表达式为公式2-13 ,u(n),u(n),u(n,1) (式2-13) TTD,K,,e(n),e(n,1)，Ke(n)，Ke(n),,,2e(n,1)，e(n,2)PpptTI 图2-16 数字PID 位置型控制示意图 图2-17 数字PID 增量型控制示意图 - 25 - 2.5.4 位置型PID算法的程序流程 一、位置型PID算法 1、位置型的递推形式，见公式2-14 (式2-14) u(n),u(n,1)，,u(n),u(n,1)，ae(n)，ae(n,1)，ae(n,2)012 2、位置型PID算法的程序流程――图2-18 只需在增量型PID算法的程序流程基础上增加一次加运算Δu(n)+u(n-1)=u(n) 和更新u(n-1)即可。 二、对控制量的限制，见公式2-15 1、控制算法总是受到一定运算字长的限制 2、执行机构的实际位置不允许超过上(或下)极限 u(n),uu,minmin ,u,u(n),uu(n)u(n),,minmax (式2-15) ,uu(n),umax,max - 26 - 计算e(n) e(n)计算a0 e(n-1)计算a1 计算ae(n)+计算ae(n-1)01 计算ae(n-2)2 计算?u(n) 计算?u(n)+u(n-1) e(n-1)?e(n-2) e(n)?e(n-1) u(n)?u(n-1) 返回 图2-18 位置型算法流程图 本章小结: 在本章节中具体分析了车载逆变电源系统设计所基于的理论与原理;依次介绍了逆变的原理、H桥驱动电路、脉宽调制技术及其原理、正弦波脉宽调制技术的实现方法、PID控制原理和程序流程的相关内容。 在逆变原理的解说中以单相全桥逆变电路为例，通过对图像的分析和公式的运用，逐步了解逆变的形式和原理，这就为接下来两章中车载逆变电源的设计打下基础;介绍H桥驱动电路是为了将其与全桥逆变电路联系在一起。在第三章里面的控 - 27 - 制电路中涉及到控制芯片，所以在第二章里面说明了控制芯片产生SPM波，脉宽调制技术的实现问题。PID控制中详细介绍了模拟PID调节器和数字PID调节器.还介绍了PID的3个主要环节，比如: 1、比例环节:即时成比例地反应控制系统的偏差信号e(t)，偏差一旦产生，调节器立即产生控制作用以减小偏差。 2、积分环节:主要用于消除静差，提高系统的无差度。积分作用的强弱取决于积分时间常数TI，TI越大，积分作用越弱，反之则越强。 3、微分环节:能反应偏差信号的变化趋势(变化速率)，并能在偏差信号的值变得太大之前，在系统中引入一个有效的早期修正信号，从而加快系统的动作速度，减小调节时间。 在介绍完车载逆变电源主要运用的原理后，我们开始进入有关车载逆变电源设计的硬件部分。 - 28 - 第3章 硬件电路设计 3.1车载逆变电源系统的设计思路及指标 本系统的设计思路是:基于工频变压器的逆变电路 设计的逆变电源是通过脉宽调制芯片产生的脉宽调制信号用来驱动全逆变电路，产生低压交流信号，再经过工频变压器的升压，转换为所需要的220V交流电压。 电路框图如图3-1所示: 直流 脉宽调全桥逆 工频 交流电压 电压 制芯片 变电路 变压器 图3-1 基于工频变压器的逆变电路框图 此设计是采用了比较典型的逆变电路的变换方式将直流电压12V变换成220V的交流电压，即第一级采用直流/交流变换，通过对直流/交流全桥逆变电路各个桥臂MOS管通断的控制，把低压直流逆变为交流电压，再通过工频变压器把交流低压升压变成交流高压，然后通过滤波电路，滤出我们所需要的50Hz的频率交流电压，从而完成12V直流电压逆变成220V/50Hz的交流电压; 本次逆变电源的设计主要内容包括以下内容: 1) 控制电路的设计; 2) 直流/交流变换电路的设计; 3) 输出电压检测、输出电流检测; 4) 保护电路; 本逆变电源输入端为蓄电池(，12V，容量90A?h)，输出端为交流电压(50Hz，220V)。其结构框图如图3-2所示。 - 29 - 12V蓄电池工频升压器全桥逆变交流电压 控制芯片驱动电路 电压检测 保护电路电流检测 负载 图3-2 逆变电源整体框图 如上图所示:主电路主要由控制电路、全桥逆变、驱动电路、工频升压、电流检测、电压检测、工频LC滤波电路等部分组成。 本设计对逆变电源的要求有: 1、环境温度:-25?- +40? 2、海拔高度:?3000m 3、输入 12VDC 4、额定输出电压:Vo=220VAC 5、输出有电压、电流保护 6、额定输出功率:200W 3.2 控制电路 3.2.1 PIC16F73及其应用 PIC16F73是Microchip生产的高性能8位RISCMCU,该款单片机的工作频率为20MHz。内有4K程序存储器、192bytes数据寄存器、11个中断器、3个定时器/计数器、两个CCP模块。PIC16F73的外部资源:该单片机有28个引脚，去掉电源、复位、振荡器等。共有22个可复用的IO口。其中第12、13脚是CCP输出口。可输出最大分辨率达10BIT的可调PWM信号，另外AN0-AN4共5路8位A/D模数转换输入口，可提供检测外部电路的电压和电流信号，还有一个外部中断输入脚， - 30 - 可处理突发事件。如下图所示3-3: IC1 128VppRB7227RA0RB6326RA1RB5425RA2RB4524RA3RB3623RA4RB2722RA5RB1821VssRB0920OSC1Vdd1019OSC2Vss1118RC0RC71217RC1RC61316RC2RC51415RC3RC4 PIC16F73 图3-3 集成芯片PIC16F73管脚图 (一)PIC16F73的性能参数: PIC16F73是嵌入式微控制器，其核心处理器:PIC ;除程序跳转指令需要两个周期外所有指令都是单周期指令，以时钟输入为 DC-20MHZ的频率作为工作速度，具有8K*14字的ROM程序存储器和368*8字节的数据存储器，具有8级深的硬件堆栈、直接、间接和相对模式寻址。 (二)PIC16F73的内部结构图 从图3-2-1(2)中可以看出，PIC16F73系列单片机是14位的指令宽度、8位的数据宽度、13位的指令计数器、7位的直接地址、9位的RAM地址，有4096字的程序存储器、192字节的数据寄存器，图中的箭头表示数据流的方向，指令解码和控制决定上电延迟寄存器、振荡器起振定时器、上电复位定时器、看门狗定时器的动作。另外还有3个定时器、5通道8位A/D转换模块、2个CCP模块、同步串行接口、USART和22个I/O端口等。硬件堆栈深度为13位8级。振荡的频率范围在DC~20Hz之间。 PIC16F73芯片引脚设计中采用双列直插的28脚封装形式。 - 31 - 图3-4 集成芯片PIC16F73内部结构图 - 32 - 3.2.2 控制芯片的工作特性 控制芯片的结构图如图3-5所示: IC1VCC 128VppRB7C19227RA0RB6C20326RA1RB5425RA2RB4R20524RA3RB34K7623RA4RB2722RA5RB1821VssRB0920OSC1Vdd+241019OSC2VssVCC1118RC0RC7U6A 11217RC1RC6R50U6B 31316RC2RC5IC1 410KIC3 111415RC3RC4 PIC16F883 C26R47 20MHZ10uF1K C36C35 图3-5 控制芯片结构图 一、晶振电路 晶振是石英振荡器的简称，晶振分为有源晶振和无源晶振两种，其作用是在电路产生震荡电流,发出时钟信号。它是时钟电路中最重要的部件，它的作用是向IC等部件提供基准频率，它就像个标尺，工作频率不稳定会造成相关设备工作频率不稳定，自然容易出现问题。由于制造工艺不断提高，现在晶振的频率偏差、温度稳定性、老化率、密封性等重要技术指标都很好，已不容易出现故障，但在选用时仍可留意一下晶振的质量。PICl6F74芯片中的晶振电路的频率是20MHZ，确保芯片能正常工作。电容C35和C36起到滤波作用为了得到稳定的工作频率。 二、复位电路 - 33 - 复位电路是为确保微机系统中电路稳定可靠工作必不可少的一部分，复位电路的第一功能是上电复位。一般微机电路正常工作需要供电电源为5V?5%，即4.75,5.25V。由于微机电路是时序数字电路，它需要稳定的时钟信号，因此在电源上电时，只有当VCC超过4.75V低于5.25V以及晶体振荡器稳定工作时，复位信号才被撤除，控制电路开始正常工作。 3.3 驱动电路 3.3.1 IR2110简介及其应用 IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，兼有光耦隔离和电磁隔离的优点，同时还具有快速完整的保护功能，可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。是中 6 小功率变换装置中驱动器件的首选。IR2110芯片的管脚如图3- IC3 87NCHO96VDDVB105HINVS114SDNC123LINVCC132VSSCOM141NCLO IR2110 图3-6 IR2110芯片的管脚图 IR2110的内部结构和工作原理框图如图6所示。图中HIN和LIN为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱动脉冲信号输入端。SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端恒为低电平;而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，在实际电路里，该端接用户的保护电路的输出。HO和LO是两路驱动信号输出端，驱动同一 - 34 - 桥臂的MOSFET。 VB高VDD电欠电压平检测R Q转 换R 脉冲滤R QHOS S波/VDDV电平CCHIN转换器 脉冲VS放大 SDVCC V/DD欠电压V电平CCLIN检测转换器LOSR QV延时SS COM 图6 IR2110内部框图 IR2110的自举电容选择不好，容易造成芯片损坏或不能正常工作。VB和VS之间的电容为自举电容。自举电容电压达到8.3V以上，才能够正常工作，要么采用小容量电容，以提高充电电压，要么直接在VB和VS之间提供10,20V的隔 μF的自举电容。 离电源，本电路采用了1 为了减少输出谐波，逆变器DC/AC部分一般都采用双极性调制，即逆变桥的对管是高频互补通和关断的。 在功率变换装置中，根据主电路的结构，其功率开关器件一般采用直接驱动和隔离驱动两种方式。采用隔离驱动方式时需要将多路驱动电路、控制电路、主电路互相隔离，以免引起灾难性的后果。隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离两种方[13]式。 - 35 - 光电隔离具有体积小，结构简单等优点，但存在共模抑制能力差，传输速度慢的缺点。快速光耦的速度也仅几十kHz。电磁隔离用脉冲变压器作为隔离元件，具有响应速度快(脉冲的前沿和后沿)，原副边的绝缘强度高，dv/dt共模干扰抑制能力强。但信号的最大传输宽度受磁饱和特性的限制，因而信号的顶部不易传输。而且最大占空比被限制在50,。而且信号的最小宽度又受磁化电流所限。脉冲变压器体积大，笨重，加工复杂。 凡是隔离驱动方式，每路驱动都要一组辅助电源，若是三相桥式变换器，则需要六组，而且还要互相悬浮，增加了电路的复杂性。随着驱动技术的不断成熟，已有多种集成厚膜驱动器推出。如EXB840/841、EXB850/851、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065等等，它们均采用的是光耦隔离，仍受上述缺点的限制。美国IR公司生产的IR2110驱动器,它兼有光耦隔离(体积小)和电磁隔离(速度快)的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选品种。 IR2110采用HVIC和门锁抗干扰CMOS制造工艺，DIP14脚封装。具有独立的低端和高端输入通道;悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V，dv/dt=?50V/ns，15V下静态功耗仅116mW;输出的电源端(脚3,即功率器件的栅极驱动电压)电压范围10,20V;逻辑电源电压范围(脚9)5,15V，可方便地与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有?5V的偏移量;工作频率高，可达500kHz;开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns;输出峰值电流为2A。 3.3.2 驱动模块电路设计 高端侧悬浮驱动的自举原理(如下图3-7所示): IR2110驱动半桥的电路如图所示，其中C1，VD1分别为自举电容和自举二极管，C2为VCC的滤波电容。假定在S1关断期间C1已经充到足够的电压(VC1 VCC)。 当HIN为高电平时如图4.19 :VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的栅极和源极之间，C1通过VM1，Rg1和栅极和源极形成回路放电，这时C1就相当于一个电压源，从而使S1导通。由于LIN与HIN是一对互补输入信号，所以此时LIN为低电平，VM3关断，VM4导通，这时聚集在S2栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg2迅速对地放电，由于死区时间影响使S2在S1开通之前迅速关断。 当HIN为低电平时如图4.20:VM1关断，VM2导通，这时聚集在S1栅极和源 - 36 - 极的电荷在芯片内部通过Rg1迅速放电使S1关断。经过短暂的死区时间LIN为高电平，VM3导通，VM4关断使VCC经过Rg2和S2的栅极和源极形成回路，使S2开通。在此同时VCC经自举二极管，C1和S2形成回路，对C1进行充电，迅速为C1补充能量，如此循环反复。 R56R24 20K IC3D11VCCD987NCHO96VDDVBU7A 3105T51N4148HINVSIC1 14114+151N4007SDNCU7B 4123LINVCCD121321N4148VSSCOM141R43NCLO IR2110R5720K R5820K IC6 D10VCC87R39NCHO96VDDVBD13UC7 101051N4148HINVS114+151N4007SDNCU7D 11123LINVCCD141321N4148VSSCOM141R41NCLO IR2110R59 20K 图3-7 IR2110自举电路图 3.4 全桥逆变电路 DC/AC电路结构如图所示，该变换电路为全桥桥式电路。电路中各输入输出波形如图3-8所示: 由集成芯片PIC16F73产生的50Hz正弦波经过整形电路得到正弦波脉冲(SPWM)分别由PIC16F73的高输出端和低输出端输出。其高端和低端输出的两列波形图3-9 - 37 - (a)中的和。其中，采用IGBT作为功率开关管。 VVANBN TX516全桥逆变电路 C16 4.7uF47 R24R39IC3 5D1320K20KR21R38 T5T64040IRF3205IRF3205 +12 C17C18 3300uF3300uFIC6 5R43R41 20K20KR42R40D12T8T74040IRF3205IRF3205D14 图3-8 DC/AC转换电路图 由于IGBT寄生电容和线路寄生电感的存在，同一桥臂的开关管在开关工作时相互会产生干扰，这种干扰主要体现在开关管门极上。如图3-8实际电路中，IR2110的输出推挽电路,这个电压尖刺幅值随母线电压VB、VS和负载电流的增大而增大，可能达到足以导致T2瞬间误导通的幅值，这时桥臂就会形成直通，造成电路烧毁。 同样地，当T2开通时，T1的门极也会有电压尖刺产生。带有门极关断箝位电路的驱动电路通过减小RS和改善电路布线可以使这个电压尖刺有所降低，但均不能达到可靠防止桥臂直通的要求。本文将提出一种门极关断箝位电路，通过在开关管驱动电路中附加这种电路，可以有效地降低上述门极尖刺。门极关断箝位电路由MOSFET管MC1和MC2,MC1门极下拉电阻RC1和MC2门极上拉电阻RC2组成。实际上该电路是由MOSFET构成的两级反相器。当MC1门极为高电平时，MC1导通，MC2因门极为低电平而关断，不影响功率开关管的正常导通;当MC1门极为低电平时， - 38 - MC1关断，MC2因门极为高电平而饱和导通，从而在功率开关管的门极形成了一个极低阻抗的通路，将功率开关管的门极电压箝位在0V，基本上消除了上文中提到的电压尖刺。在使用这个电路时，要注意使MC2D、S与功率开关管GE间的连线尽量短，以最大限度地降低功率开关管门极寄生电感和电阻。 在电路板的排布上，MC2要尽量靠近功率开关管，而MC1,RC1和RC2却不必太靠近MC2，这样既可以发挥该电路的作用，也不至于给电路板的排布带来很大困难。可以看到在门极有一个电压尖刺，这个尖刺与门极脉冲的时间间隔刚好等于死区时间，由此可以证明它是在同一桥臂另一开关管开通时产生的。此时电压尖刺基本消除。通过实验验证，该电路确实可以抑制和消除干扰，有一定的使用价值，可以提高电路的可靠性 (a) FB1 (b) FB2 HO LO (c) 图3-9 正弦波脉冲调制波形图 - 39 - 3.5 检测与保护电路 3.5.1 电压互感器工作原理和技术特性 为了保证电力系统安全经济运行，必须对电力设备的运行情况进行监控和测量，但一般的测量的保护装置不能直接接入依次高压设备，而需要将一次系统的高电压和大电流按比例变换成低电压和小电流，供给测量仪器和保护装置使用。执行这些变换任务的设备，最常用的就是我们通常所说的互感器，进行电压转换的是电压互感器，(Voltage transformer),简称为PT，而进行电流转换的互感器为电流互感器(current transformer),简称为CT。 在本次车载逆变电源系统设计中也采用了电压互感器，如下图3-10所示; 图3-10 电压互感器原理图 电压互感器的构造、原理和接线都与电力变压器相同，差别在于电压互感器的容量小，通常只有几十或几百VA，二次负荷为仪表和继电器的电压线圈，基本上是恒定高阻抗。其工作状态接近电力变压器的空载运行。 电压互感器的高压绕组，并联在系统一次电路中，二次电压U与一次电压成比2 例，反映了一次电压的数值。一次额定电压U，多与电网的额定电压相同，二次IN 3额定电压U2，一般为100V、100/V、100/3V。 N 电压互感器的一、二次绕组额定电压之比，称为电压互感器的额定变比K，则N如公式3-1所示 - 40 - UU1N11N K=?? (式3-1) NU2N2U2N 式中 N、N——电压互感器原、副绕组的匝数 12 由式(3-1)知，若已知二次电压U的数值，便能计算出一次电压U的近似值，21为公式3-2所示 U=kU(式3-2) 1N2 由于电压互感器的原绕组是并联在一次电路中，与电力变压器一样，二次侧不能短路，否则会产生很大的短路电流，烧毁电压互感器。同样，为了防止高、低压绕组绝缘击穿时，高电压窜入二次回路造成危害，必须将电压互感器的二次绕组、铁心及外壳接地。 3.5.2电压检测电路 电压检测电路如图3-11所示: TX6Q5CON1 1161 R4442142 7.2KCON1 3473R45 1K3 稳压反馈点IC1 3 R48 C201.2k 10uF 电压检测电路 图3-11 电压检测电路 从CON1和CON2两端引入输出的220V AC电压，经过TX6降压变压器的降压作用、R44、R45、R48的分压作用，得到一个分压，将得到的电压输入到PIC16F73 - 41 - 的引脚3,;当电路处于正常情况下，1、3引脚之间的电压作为检测电压的基准电压，如果输出电压高于220V，经过降压变压器后电压也会略高一些，即输入引脚3与引脚1之间的电压高于基准电压输出为高电平，则控制芯片PIC16F73就会停止工作。同理，如果输出的电压低于220V，便会使输出为低电平，控制芯片PIC16F73就会停止工作，同时停止全桥逆变的运行。 3.5.3 电流互感器的工作原理和工作特性 电流互感器的工作原理:在测量交变电流的大电流时,为能够安全测量在火线(或地线)上串联一个变压器(接在变压器的输入端),这个变压器的输出端接入电流表,由于输入线圈的匝数小于输出线圈的匝数,因此输出电流小于输入电流(这时的输出电压大于输入电压,但是由于变压器是串联在电路中所以输入电压很小,输出电压也 -11所示。 不大),电流互感器就是升压(降流)，如下图3 电流互感器的结构较为简单，由相互绝缘的一次绕组、二次绕组、铁心以及构架、壳体、接线端子等组成。其工作原理与变压器基本相同，一次绕组的匝数(N1)较少，直接串联于电源线路中，一次负荷电流()通过一次绕组时，产生的交变磁通感应产生按比例减小的二次电流();二次绕组的匝数(N)较多，与仪表、继电2 器、变送器等电流线圈的二次负荷(Z)串联形成闭合回路，见图3-12。 图3-12 普通电流互感器结构原理图 - 42 - 由于一次绕组与二次绕组有相等的安培匝数，IN=IN，电流互感器额定电流1122 比:。电流互感器实际运行中负荷阻抗很小，二次绕组接近于短路状态，相当于一个短路运行的变压器。 3.5.4 电流检测电路 (一)电流检测电路如图3-13所示，它监测逆变器的电流状况，如果输出的电流低于预设，保护电路开始工作，使控制器PIC16F73的引脚9、引脚10 关断端输出为高电平，停止驱动信号输出。并使继电器动作，断开电路。 电流采样由电流互感器T2完成，电流互感器的原边直接串联在逆变电源的输出端，原边的工频电流会在副边感应产生出感应电流。该感生电流经过整流滤波之后通过分压电阻R46、R49转化为电压信号，然后将该电压信号输入到电压比较器U2A的反向端，通过与正向端的基准电压比较来输出相应的电平信号，该电平信号 [19]输入驱动芯片IR2110的控制端实现对电路的保护功能。 TX216RLY2 6Q11 2412447TX5 1R4631K 3 IC1 2 C19R49 10uF680 电流检测电路 图3-13 电流检测电路图 - 43 - 3.5.3输出保护电路 输出保护电路的结构如图3-14所示。 电磁式继电器一般由铁芯、线圈、衔铁、触点簧片等组成的。只要在线圈两端加上一定的电压，线圈中就会流过一定的电流，从而产生电磁效应，衔铁就会在电磁力吸引的作用下克服返回弹簧的拉力吸向铁芯，从而带动衔铁的动触点与静触点(常开触点)吸合。当线圈断电后，电磁的吸力也随之消失，衔铁就会在弹簧的反作用力返回原来的位置，使动触点与原来的静触点(常闭触点)吸合。这样吸合、释放，从而达到了在电路中的导通、切断的目的。对于继电器的“常开、常闭”触点，可以这样来区分:继电器线圈未通电时处于断开状态的静触点，称为“常开触点”;处于接通状态的静触点称为“常闭触点”。 在正常运行状态下，继电器串联在输出电压的线路中，三极管的集电极得高电平时，三极管导通，继电器导通，电磁铁得电吸合;常闭触点断开，常开触点闭合，这样输出电路导通;相反，如果三极管集电极呈现为低电平时，则三极管截止;常开触点复位，导致输出电路断开，这样输出电路断开起到过流保护的作用。 RLY2 TX2 6 CON1 3 d2+15 24VSPDT Q6 q6 过流保护点，2V慢保护4V快保护R18IC1 15 4K7 继电器动作电路 图3-14 输出保护电路图 - 44 - 本章小结: 本章主要研究车载逆变电源的硬件设计部分,在文中依次分为以下几个部分:首先概括出车载逆变电源系统的设计思路及指标: 此设计是采用了比较典型的逆变电路的变换方式将直流电压12V变换成220V的交流电压，即第一级采用直流/交流变换，通过对直流/交流全桥逆变电路各个桥臂MOS管通断的控制，把低压直流逆变为交流电压，再通过工频变压器把交流低压升压变成交流高压，然后通过滤波电路，滤出我们所需要的50Hz的频率交流电压，从而完成12V直流电压逆变成220V/50Hz的交流电压; 其次，依次以解说控制芯片PIC16F73的内部结构和工作原理为基础确定了控制电路，再次以了解芯片IR2110的自居电路为驱动电路和单相全桥逆变为核心来作为组成硬件部分的重要基础。 最后，硬件电路的设计少不了监测和保护电路，在说明电压互感器和电流互感器原理及工作特性的基础上确定了电压检测电路和电流检测电路，将检测到的信息传递给控制芯片，由控制芯片来让保护电路中的继电器动作，完成保护过程。 - 45 - 第4章 系统软件设计 4.1 主程序图 全数字化逆变电源主程序流程图如图4-1所示，在主程序中主要对各模块进行初始化，系统初始化主要配置头文件和设置系统时钟频率，变量初始化主要给各变量分配地址空间和赋初始值，存正弦数据表以备中断子程序中计算标准正弦信号时调用，接下来还有事件管理器模块B初始化，ADC模块初始化，初始化完成后，DSP程序进入死循环，循环等待中断发生，如果定时器3周期中断发生则进入中断子程序。 三环中断子程序流程图如图4-1所示，当定时器3周期中断发生时，找到中断入口地址，然后加上偏移量，进入中断子程序中。电压有效值最外环:读出AD通道电压有效值反馈量Uf(k),求出给定数字量U8 (k)与Uf(k)的偏差量，对偏差量采用积分分离控制算法，经调节器调节后的偏差量必须限幅以保证调制度M <1，计算调制度M，调用正弦数据表， ，计算标准正Vg,[T3PR/2，(T3PR/2)*sin(2π*I/N)]弦信号中心值，此时标准正弦信号中心值与反馈电压信号玲的中心值不一致，必须把标准正弦信号中心值上移583个数字量才能保证两者中心值一致;电压瞬时值外环:读取瞬时值电压反馈量Vj(k),求出中心值上移后的基准正弦信号与V} (k)的偏差量，对偏差量进行P调节，此时调节器输出是中心值为零的正弦信号，故必须加上2048才能保证中心值与电流瞬时值反馈信号中心值一致;电流瞬时值内环:取电流瞬时值反馈量If(k),求中心值上移后的电压瞬时值调节器输出信号与，I f (k)的偏差量，偏差量进行调节，为了保证信号波中心值与三角载波中心值一致，电流瞬时值调节器的输出量必须加上1465个数字量，经限幅程序限幅，限幅后的数字量赋给比较寄存器比较生成SPWM波。 - 46 - 开始 变量初始化 存正弦 数据表 初始化事件管 理模块 初始化 ADC模块开启中断 NO 中断等待定时器3周期中断是否发生 进入中断子程序图 4-1 主程序流程图 - 47 - 取电压瞬间值反 进入中断馈量,(,) 计算基准电压与保护现场瞬时值反馈量偏 差,(,) 读给设定值 Ug(k)与采样值,控制器Uf(k) 计算电压给定与e'(k),e'(k),,反馈量偏差e(k)，数字量, 计算基准正弦与|e(k)|?ζ电压瞬时值反馈,,量偏差,(,) PI控制器计算偏差 ,控制器 计算占空比生成 输出限幅,,,,波,控制器 计算调制度M及e'(k),e'(k)， 基准正弦信号V恢复现场数字量, 基准正弦信号 输出限幅Vg=Vg+数字量1中断返回 图4-2 中断流程图 4.2 中断程序设计 后级逆变电路开关管的驱动波形均在系统中断服务程序中产生。本系统的基准正弦波频率为50 Hz，0,π,2正弦波对应的时间为5 ms，在中断服务程序中，通过判断输出波形所在象限读取基准正弦波表中的相应脉宽值，放入 CCPRlL寄存器中，通过RB3,CCPl,P1A引脚输出PWM输出信号，RB5,P1B引脚输出互补的PWM输出 - 48 - 信号，控制相应的开关管通断，从而实现SPWM电压输出，具体流程图如图4-3所示。 中断服 务程序 是否在,o之间0~80 ,,,输出高电平,,,输出低电平 ,,,输出低电平,,,输出高电平 是否在,,是否在,,,,,,,,,,,之间,,之间 正序读取正弦波表正序读取正弦波表正序读取正弦波表值正序读取正弦波表值并收入,,,,值并收入,,,,并收入,,,,，,值并收入,,,, ，,控制脉宽输出，,控制脉宽输出控制脉宽输出，,控制脉宽输出 图4-3 中断程序流程图 本章小结: 在本章主要设计内容:车载逆变电源系统的主程序图和中断程序设计。 本系统的主程序主要完成寄存器和变量的初始化、基准正弦波表的产生，系统异常状态判断和进行PI调节以实现输出电压的稳定等工作，SPWM脉宽调节工作将在软件定时中断子程序中执行。 在主程序中主要对各模块进行初始化，系统初始化主要配置头文件和设置系统时钟频率，变量初始化主要给各变量分配地址空间和赋初始值，存正弦数据表以备中断子程序中计算标准正弦信号时调用，接下来还有事件管理器模块B初始化，ADC模块初始化，初始化完成后，DSP程序进入死循环，循环等待中断发生，如果定时器3周期中断发生则进入中断子程序。 - 49 - 总 结 本文设计了一款高性能的车载逆变电源。该电源采用的是比较经典的两级变换的方式，即第一级是运用直流/直流的变换方式，第二级是运用直流/交流的变换方式。在该高性能车载逆变器中采用中间直流环节的高频变压器式逆变电源系统结构，它由高频变压器升压、整流滤波、高频SPWM逆变和高频滤波输出组成。因它工作在高频情况下，可使变压器、滤波电容、电容的体积及重量减小，噪声降低，反应速度提高。其中的高频SPWM由集成芯片构成的纯硬件电路来产生，避免了使用单片机而需要大量计算和编程的麻烦。该逆变器的主要功能是把汽车上的蓄电瓶提供的12V直流电压变换成电器所需要的220V/50Hz的交流电，来对我们车上的一些用电设备进行供电，方便我们的出行。本设计具有灵活方便、适用范围广的特点，基本能够满足实践需求。而且本设计采用高频逆变方式，具有噪声降低、反应速度提高以及电路调整灵活的优点。设计符合逆变电源小型化、轻量化、高频化以及高可靠性、低噪声的发展趋势。 本设计采用纯硬件调制的的方法，极大地避免了使用单片机而需要的大量计算以及编程的麻烦，充分运用集成脉冲调宽芯片使电路大大简化，而且使电路的调试更加简单。然后根据设计目标从系统总体的设计方案和结构框图入手，再根据各模块的功能进行电路原理图的设计和主要器件的选择，设计出来的产品具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点。 - 50 - 参 考 文 献 [1] 康华光.电子技术基础数字部分(第五版)[M].北京:高等教育出版社， 2005.23—67 [2] 胡宴如, 耿苏燕. 高频电子线路[M].北京:高等教育出版社，2006. 58—79 [3] 李小坚, 赵山林, 冯小君, 龙怀冰. 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Bradshaw Kenneth M(Precisi0n DC— to—AC Power Conversion by Optimization of the Output Current Waveform-- The Half Bridge Revisited【J】 - 52 - 附录1: 车载逆变电源系统原理图 RLY2TX216RLY2 6TX2 6Q11CON1 3TX6Q5CON1 116U812412447TX5 1+12MC78M05CTvccR44R52421R46d21342+153Vin+5V7.2K1K68CON1 34724VSPDT33R45IC1 2Q61KC29C33C343G100uF0.1uF0.1uFq6NIC1 3稳压反馈点C19DR49过流保护点，2V慢保护4V快保护2R1810uF680IC1 15R48C201.2k4K710uF提供芯片电源 R56TX516R24全桥逆变20KC16IC3D11VCCIC1D9VCC4.7uF4787NCHO12896VppRB7R24R39VDDVBC19227IC3 5U7A 3105T51N4148RA0RB6HINVSC20326D13IC1 14114+151N4007RA1RB520K20KSDNC425U7B 4123RA2RB4R21R38R20LINVCCD125241321N4148RA3RB3VSSCOM4K7623T5T6141R43RA4RB24040NCLO722IRF3205IRF3205RA5RB1821IR2110VssRB0R5720K920+12OSC1Vdd+241019OSC2VssR5820KVCC1118C17C18RC0RC7U6A 112173300uF3300uFRC1RC6R50IC6IC6 5U6B 31316RC2RC5R43R41D10IC1 410KIC3 111415VCC87R39RC3RC4NCHO9620K20KVDDVBD13PIC16F883UC7 101051N4148R42R40HINVSD12114+151N4007C26SDNCR47T8T7U7D 111234040LINVCC20MHZ10uFD141K1321N4148IRF3205IRF3205VSSCOMD14141R41NCLOC36C35IR2110R59 20K con3双色二极管 按键指示灯板R25con12+12con1U6B1K4con2con4TX 4U6AR5313IC1 13349IC1 14IC1 2847k127210IC6 10IC1 12122IC1 27TX 123183IC3 10IC1 26374141IC1 25R55R284C39U7C7414IC1 2447KU7A40815C374081IC1 23220VAC输出1K6con11IC1 2217468134IC3 12IC1 19911IC6 125R371012R54C40R60U7B47K1K4081U7D147K4081C38题目车载逆变电源系统研究C32K卢 静薛 鹏姓名纸型B4指导教师0.1uF日期2012年6月文件E:\毕业论文\原理图 - 53 - 附录2: 车载逆变电源系统的元器件清单 元件名称 型号/数值 数量 R1 20K 1 R2 R7 R8 R13 R18 R29 R30 10K 7 R3 36K 1 R4 200 1 R5 39K 1 R6 4.3K 1 R10 100 1 R11 R12 R37 R28 R35 R36 R37 R38 R39 R40 1k 10 R14 R16 4K 2 R15 R17 100 2 R21 R33 R34 10K 3 R22 R23 10K 2 R24 100K 1 R31 R32 1K 2 R41 100K 1 R42 4.7K 1 C1 100pF 1 C2 4700PF 1 C3 2200UF 1 C4 10UF 1 C5 220pF 1 C6 100pF 4 - 54 - C7 0.67UF 1 C8 2200pF 1 C9 5pF 1 C10 C11 C12 C13 C14 C15 10uF 6 C16 0.1uF 1 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D12 D13 D14 1N5401 9 D7 D8 D9 D10 1N914 4 D11 1N5239 1 D15 1N5240A 1 Q1 Q2 Q9 Q10 2N3904 4 Q3 Q4 IRF650A 2 Q5 Q6 Q7 Q8 IRF820A 4 U1A U2A U3A U4A U5A TL-022C 5 IC1 TL494 1 IC2 ICL8038 1 IC3 SG3525A 1 IC4 IC5 IR2110 2 - 55 -