交流电机调速

黄石理工学院 课程设计（） 1 一 直流电动机调速系统的设计 1 引 言 在电机的发展史上，直流电动机有着光辉的历史和经历，皮克西、西门 子、格拉姆、爱迪生、戈登等世界上著名的科学家都为直流电机的发展和生 存作出了极其巨大的贡献，这些直流电机的鼻祖中尤其是以发明擅长的发明 大王爱迪生却只对直流电机感兴趣，现而今直流电机仍然成为人类生存和发 展极其重要的一部分，因而有必要说明对直流电机的研究很有必要。 早期直流电动机的控制均以模拟电路为基础，采用运算放大器、非线性 集成电路以及少量的数字电路组成，控制系统的硬件部分非常复杂，功能单 一，而且系统非常不灵活、调试困难，阻碍了直流电动机控制技术的发展和 应用范围的推广。随着单片机技术的日新月异，使得许多控制功能及算法可 以采用软件技术来完成，为直流电动机的控制提供了更大的灵活性，并使系 统能达到更高的性能。采用单片机构成控制系统，可以节约人力资源和降低 系统成本，从而有效的提高工作效率。 直流电动机具有良好的起动、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在 许多需要调速或快速正反向的电力拖动领域中得到了广泛的应用。从控制的 角度来看，直流调速还是交流拖动系统的基础。早期直流电动机的控制均以 模拟电路为基础，采用运算放大器、非线性集成电路以及少量的数字电路组 成，控制系统的硬件部分非常复杂，功能单一，而且系统非常不灵活、调试 困难，阻碍了直流电动机控制技术的发展和应用范围的推广。随着单片机技 术的日新月异，使得许多控制功能及算法可以采用软件技术来完成，为直流 电动机的控制提供了更大的灵活性，并使系统能达到更高的性能。采用单片 机构成控制系统，可以节约人力资源和降低系统成本，从而有效的提高工作 效率。 本设计主电路采用晶闸管三相全控桥整流电路供电，控制电路由集 成电路实现，系统中有速度调节器、电流调节器、触发器和电流自适应调节 器等。 黄石理工学院 课程设计（论文） 2 2 系统方案选择和总体结构设计 2.1 调速方案的选择 本次设计选用的电动机型号 Z2-51 型，其具体参数如下 2-1 所示 表 2-1 Z2-51 型电动机具体参数 2.1.1 电动机供电方案的选择 变压器调速是直流调速系统用的主要方法，调节电枢供电电压所需的可 控制电源通常有 3 种：旋转电流机组，静止可控整流器，直流斩波器和脉宽 调制变换器。旋转变流机组简称 G-M 系统，适用于调速要求不高，要求可逆 运行的系统，但其设备多、体积大、费用高、效率低、维护不便。静止可控 整流器又称 V-M 系统，通过调节触发装置 GT 的控制电压来移动触发脉冲的 相位，即可改变 ，从而实现平滑调速，且控制作用快速性能好，提高系 d U 统动态性能。直流斩波器和脉宽调制交换器采用 PWM 受器件各量限制，适用 于中、小功率的系统。根据本此设计的技术要求和特点选 V-M 系统。 在 V-M 系统中，调节器给定电压，即可移动触发装置 GT 输出脉冲的相 位，从而方便的改变整流器的输出，瞬时电压 。由于要求直流电压脉动 Ud 较小，故采用三相整流电路。考虑使电路简单、经济且满足性能要求，选择 晶闸管三相全控桥交流器供电方案。因三相桥式全控整流电压的脉动频率比 三相半波高，因而所需的平波电抗器的电感量可相应减少约一半，这是三相 桥式整流电路的一大优点。并且晶闸管可控整流装置无噪声、无磨损、响应 快、体积小、重量轻、投资省。而且工作可靠，能耗小，效率高。同时，由 于电机的容量较大，又要求电流的脉动小。综上选晶闸管三相全控桥整流电 路供电方案。 2.1.2 调速系统方案的选择 计算电动机电动势系数 ： e C 电动机 型号 PN(KW) UN(V) IN(A) NN(r/min) Ra(Ω) GDa2（Nm2 ） P 极对 数 Z2-91 48 230 209 1450 0.3 58.02 1 Administrator 高亮 Administrator 高亮 黄石理工学院 课程设计（论文） 3 由 v min/r,115.0 1450 3.0209230 = ×− = − = N ANN e n RIU C 当电流连续时， 系统额定速降为: r/min, .4.1090 115.0 3.02209 = ×× = ⋅ =∆ e dN N C RI n a RR 2= 开环系统机械特性连续段在额定转速时的静差率: ，大大超过了 S≤5%.%9.42%100 4.10901450 4.1090 =× + = ∆+ ∆ = NN N N nn n S 若 D=10，S≤5%.，则 ，可知开环调 ( ) ( ) min/6.7 05.0110 05.01450 1 r sD sn n N N = − × ≤ − =∆ ⋅ 速系统的额定速降是 1090.4 ，而工艺要求的是 7.6 ，故开环调min/r min/r 速系统无能为力，需采用反馈控制的闭环调速系统。 因调速要求较高，故选用转速负反馈调速系统，采用电流截止负反馈进 行限流保护，出现故障电流时由过流继电器切断主电路电源。为使线路简单， 工作可靠，装载体积小，宜用 KJ004 组成的六脉冲集成触发器。 该系统采用减压调速方案，故励磁应保持恒定。采用三相全控桥式整流 电路供电。 2.2 总体结构设计 采用双闭环调速系统，可以近似在电机最大电流（转矩）受限的条件下， 充分利用电机的允许过载能力，使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起 动，到达稳态转速后，又可以让电流迅速降低下来，使转矩马上与负载相平 衡，从而转入稳态运行，此时起动电流近似呈方形波，而转速近似是线性增 长的，这是在最大电流（转矩）受到限制的条件下调速系统所能得到的最快 的起动过程。采用转速电流双闭环调速系统，在系统中设置了两个调节器， 分别调节转速和电流，二者之间实行串级联接，这样就可以实现在起动过程 中只有电流负反馈，而它和转速负反馈不同时加到一个调节器的输入端，到 达稳态转速后，只靠转速负反馈，不靠电流负反馈发挥主要的作用，这样就 能够获得良好的静、动态性能。 双闭环调速系统的静特性在负载电流小于 时表现为转速无静差，这 dN I 黄石理工学院 课程设计（论文） 4 时，转速负反馈起主调作用，系统表现为电流无静差。得到过电流的自动保 护。显然静特性优于单闭环系统。在动态性能方面，双闭环系统在起动和升 速过程中表现出很快的动态跟随性，在动态抗扰性能上，表现在具有较强的 抗负载扰动，抗电网电压扰动。 直流调速系统的框图如图 2-1 所示： 图 2-1 直流双闭环调速系统结构图 黄石理工学院 课程设计（论文） 5 3 主电路设计与参数计算 电动机的额定电压为 230V，为保证供电质量，应采用三相降压变压器将电 源电压降低；为避免三次谐波电动势的不良影响，三次谐波电流对电源的干扰， 主变压器采用 D/Y 联结。 3.1 整流变压器的设计 3.1.1 变压器二次侧电压 U2 的计算 U2 是一个重要的参数，选择过低就会无法保证输出额定电压。选择过大又 会造成延迟角α加大，功率因数变坏，整流元件的耐压升高，增加了装置的成本 。 一般可按下式计算，即： （3-1） )(cos 2 2 min max 2 N sh Td I I CUA nUU U − + = αε 式中 --整流电路输出电压最大值；maxdU nUT --主电路电流回路 n个晶闸管正向压降； C -- 线路接线方式系数； Ush --变压器的短路比，对 10～100KVA，Ush =0.05～0.1； I2/I2N--变压器二次实际工作电流与额定之比，应取最大值。 在要求不高场合或近似估算时，可用下式计算，即： （3-2）( ) BA U U d ε 2.1~12 = 式中 A--理想情况下，α=0°时整流电压 与二次电压 之比, 即0dU 2U A= / ；B--延迟角为α时输出电压 与 之比，即 B= / ；0dU 2U 2U 0dU dU 0dU ε——电网波动系数； (1～1.2)——考虑各种因数的安全系数；根据设计要求，采用公式： 8 (3-3) ( ) BA U U d ε 2.1~12 = 由表查得 A=2.34；取ε=0.9；α角考虑 10°裕量，则 B=cosα=0.985 ( ) VU 133~111 985.09.034.2 230 2.1~12 =×× = 取 U2=120V。 电压比 K=U1/U2=380/120=3.17。 3.1.2 一次、二次相电流 I1、I2 的计算 黄石理工学院 课程设计（论文） 6 由表查得 =0.816, =0.8161IK 2IK 考虑变压器励磁电流得： A K IK I dI 49.56 17.3 209816.0 05.105.1 11 = × == AIKI dI 54.170209816.022 =×== 3.1.3 变压器容量的计算 （3-4）1111 IUmS = ； （3-5）2222 IUmS = ； （3-6）)(21 21 SSS +×= 式中 --一次侧与二次侧绕组的相数；21 ,mm 由表查得 3,3 21 == mm =3×380×56.49=64.398 KVA1111 IUmS = =3×120×170.54=61.394 KVA2222 IUmS = =1/2（64.398+61.394）)(21 21 SSS +×= =62.896 KVA 取 S=62.9 KVA 3.3.3.3.2 晶闸管元件的选择 3.2.1 晶闸管的额定电压 晶闸管实际承受的最大峰值电压 ，乘以（2～3）倍的安全裕量，参照标 TN U 准电压等级，即可确定晶闸管的额定电压 ，即 =（2～3） TN U TN U m U 整流电路形式为三相全控桥，查表得 ，则26UUm = （3-7）( ) ( ) ( ) VUUU mTN 8.881~9.58712063~263~23~2 2 =××=== 取 V.700= TN U 3.2.2 晶闸管的额定电流 选择晶闸管额定电流的原则是必须使管子允许通过的额定电流有效值 大 TN I 于实际流过管子电流最大有效值 ，即 T I =1.57 > 或 > = =K （3-8） TN I )(AVTI TI )(AVTI 57.1 T I 57.1 T I d d I I d I 考虑（1.5～2）倍的裕量 =（1.5～2）K （3-9）)(AVTI dI 黄石理工学院 课程设计（论文） 7 式中 K= /（1.57 ）--电流计算系数。 T I d I 此外，还需注意以下几点： ①当周围环境温度超过+40℃时，应降低元件的额定电流值。 ②当元件的冷却条件低于要求时，也应降低元件的额定电流值。 ③关键、重大设备，电流裕量可适当选大些。 由表查得 K=0.367，考虑(1.5～2)倍的裕量 （3-10）( ) ( ) dAVT KII 2~5.1= ( ) A8.153~4.115 209368.02~5.1 = ××= 取 。故选晶闸管的型号为 KP20-7。AI T 140= 3.3 晶闸管保护环节的计算 晶闸管有换相方便，无噪音的优点。设计晶闸管电路除了正确的选择晶闸管 的额定电压、额定电流等参数外，还必须采取必要的过电压、过电流保护措施。 正确的保护是晶闸管装置能否可靠地正常运行的关键。 3.3.1 过电压保护 以过电压保护的部位来分，有交流侧过压保护、直流侧过电压保护和器件两 端的过电压保护三种。 （1）交流侧过电压保护 1）阻容保护 即在变压器二次侧并联电阻 R和电容 C进行保护。 本系统采用 D-Y 连接。S=62.9KVA, =120V2U 取值：当 S=50~100KVA 时，对应的 =4~1，所以 取 3。 em I em I em I C≥6 S/U22=6×3×62.9×103/1202=78.6µF em I 耐压≥1.5Um =1.5×120× =254.6V2 选取 10µF,耐压 300V 的铝电解电容器。 选取: S=62.9KVA, S=50~100KVA， =1~5，所以 =3 sh U sh U sh U R≥2.3 U22/S =2.3×1202/62.9×103 =34.48Ω em sh I U 3 3 取 R=35Ω IC=2πfCUC×10-6=2π×50×10×120×10-6=0.376 A 黄石理工学院 课程设计（论文） 8 PR≥(3-4)IC2R=(3～4) ×0.3762×35=（14.84～19.79）W 选取电阻为 2.2Ω，20W 的金属膜电阻。 2）压敏电阻 的计算1RV = =1.3× ×120=220.6V mA U1 223.1 U 2 流通量取 5KA。选 MY31-330/5 型压敏电阻（允许偏差+10％）作交流侧浪涌过电 压保护。 （2）直流侧过电压保护 直流侧保护可采用与交流侧保护相同保护相同的方法，可采用阻容保护和压 敏电阻保护。但采用阻容保护易影响系统的快速性，并且会造成 加大。因dtdi 此，一般不采用阻容保护，而只用压敏电阻作过电压保护。 (1.8～2) =(1.8～2.2) ×230=414～460V Ma U1 ≥ DCU 选 MY31-660/5 型压敏电阻(允许偏差+10％)作直流侧过压保护。 （3）闸管及整流二极管两端的过电压保护 查下表： 表 3-1 阻容保护的数值一般根据经验选定 抑制晶闸管关断过电压一般采用在晶闸管两端并联阻容保护电路方法。电容 耐压可选加在晶闸管两端工作电压峰值 的 1.1～1.15 倍。 m U 由于 AI T 140= 由上表得 C=0.5µF，R=10Ω， 电容耐压≥1.5 =1.5× =1.5× ×120=441V m U 26U 6 选 C为 0.15µF 的 CZJD-2 型金属化纸介质电容器, 耐压为 450V。 =50×0.15× =0.324W622 10 −×= cR fcUP 62 10)1203( −×× 选 R为 80Ω，1W 的普通金属膜电阻器。 3.3.2 过电流保护 快速熔断器的断流时间短，保护性能较好，是目前应用最普遍的保护措施。 快速熔断器可以安装在直流侧、交流侧和直接与晶闸管串联。 （1） 晶闸管串连的快速熔断器的选择 晶闸管额定电流/μA 10 20 50 100 200 500 1000 电容/μF 0.1 0.15 0.2 0.25 0.5 1 2 电阻/Ω 100 80 40 20 10 5 2 黄石理工学院 课程设计（论文） 9 接有电抗器的三相全控桥电路，通过晶闸管的有效值 =120.7 A3/2093/ == dT II 选取 RLS-150 快速熔断器，熔体额定电流 150A。 （2）过电流继电器的选择 因为负载电流为 209A，所以可选用吸引线圈电流为 30A 的 JL14-11ZS 型手 动复位直流过电流继电器，整定电流取 1.25×209=261.25A≈260A 3.4 平波电抗器的计算 为了使直流负载得到平滑的直流电流，通常在整流输出电路中串入带有气隙 的铁心电抗器 ，称平波电抗器。其主要参数有流过电抗器的电流一般是已知 d L 的，因此电抗器参数计算主要是电感量的计算。 （1）算出电流连续的临界电感量 可用下式计算，单位 mH。1L （3-11） min 2 11 d I U KL = 式中 为与整流电路形式有关的系数，可由表查得；1K 为最小负载电流，常取电动机额定电流的 5％～10％计算。mindI 根据本电路形式查得 =0.695 所以1K = =7.98mH1L %5209 120 695.0 × × （2）限制输出电流脉动的临界电感量 2L 由于晶闸管整流装置的输出电压是脉动的，因此输出电流波形也是脉动的。 该脉动电流可以看成一个恒定直流分量和一个交流分量组成。通常负载需要的只 是直流分量，对电动机负载来说，过大的交流分量会使电动机换向恶化和铁耗增 加，引起过热。因此，应在直流侧串入平波电抗器，用来限制输出电流的脉动量 。 平波电抗器的临界电感量 （单位为 mＨ）可用下式计算2L （3-12） di IS U KL 2 22 = 式中 －系数，与整流电路形式有关， －电流最大允许脉动系数，通常2K iS 三相电路 ≤（5～10）％。 i S 根据本电路形式查得 =1.045, 所以2K 黄石理工学院 课程设计（论文） 10 = =6mH di IS U KL 2 22 = 209%10 120 045.1 × × （3）电动机电感量 和变压器漏电感量 D L T L 电动机电感量 （单位为 mH）可按下式计算 D L （3-13）310 2 ×= D D dD pnI U KL 式中 ,n－直流电动机电压、电流和转速，常用额定值代入； DD IU , P－电动机的磁极对数； －计算系数。一般无补偿电动机取 8～12，快速无补 D K 偿电动机取 6～8，有补偿电动机取 5～6。本设计中取 =8、 = =230V、 D K D U n U = =209A、n=1450r/min、p=1 D I n I = =3.036mH310 2 ×= D D dD pnI U KL 310 209145012 230 8 × ××× × 变压器漏电感量 （单位为 mH）可按下式计算 T L （3-14） D sh TT I UU KL 100 2= 式中 －计算系数，查表可得 T K －变压器的短路比，取 3。 Sh U 本设计中取 =3.9、 =3 T K sh U 所以 =3.9×3×120/（100×209）=0.067mH T L （4）实际串入平波电抗器的电感量 考虑输出电流连续时的实际电感量： ( ) mHLLLLL TDd 81.4)067.02036.3(98.7)2(,max 12 =×+−=+−= 如上述条件均需满足时，应取 作为串入平波电抗器的电感值，所以本电 d L 路选取 =60 mH 作为平波电抗器的电感值。 d L 3.5 励磁电路元件的选择 整流二极管耐压与主电路晶闸管相同，故取 700V。额定电流可查得 K=0.367， 取 =1.2 A L I =(1.5～2)K =(1.5～2)×0.367×1.2A=0.6～0.88A)(AVDI LI 可选用 ZP 型 3A、700V 的二极管。 黄石理工学院 课程设计（论文） 11 为与电动机配套的磁场变阻器，用来调节励磁电流。 ex RP 为实现弱磁保护，在磁场回路中串入了欠电流继电器 ，动作电流通过 调整。2KA IRP 根据额定励磁电流 Iex =1.2A，可选用吸引线圈电流为 2.5A的 JL14-11ZQ 直流欠电流继电器 。 图 3—1主电路图电路 黄石理工学院 课程设计（论文） 12 4 触发电路选择 选用集成六脉冲触发器电路模块，其电路如电气原理总图所示。 从产品目录中查得晶闸管 KP20-7 的触发电流为 (5～100)mA 触发电压= GT I 3.5V。由已知条件可以计算出≤ GT U ，VnU nm 15.101450007.0max * =×==α VIU dmim 18.1020905.0* =×== β 触发器选用 15V 电源，则：Ks= 15± ≈= 15 220 max max C d U U 。V K RInC U s de c 36.47 15 4.225.181450115.0 = ×+× = + = 因为 ， 3.5V，所以触发变压器的匝数比为VU c 36.47= ≤ GT U 2.14 3 36.47 ≈== GT c G V U K 取 14:1。设触发电路的触发电流为 100mA，则脉冲变压器的一次侧电流只需大 于 100/14=7.14mA 即可。这里选用 3DG12B NPN 管作为脉冲功率放大管，其极 限参数 .mAIV CM 300,45V200MHz,f700mW,P CEOTCM ==== 触发电路需要三个互差 120°，且与主电路三个电压 U、V、W同相的同步电 压，故要设计一个三相同步变压器。这里用三个单相变压器接成三相变压器组来 代替，并联成 DY型。同步电压二次侧取30V，一次侧直接与电网连接，电压为 380V, 变压比为 380/30=12.7。 黄石理工学院 课程设计（论文） 13 触发器的电路图如下图 4—1所示： 图 4—1集成六脉冲触发电路 黄石理工学院 课程设计（论文） 14 5 双闭环的动态设计和校验 5.1 电流调节器的设计和校验 （1）确定时间常数 在三相桥式全控电路有： 已知 ， ，所以电流环小时间常数sT s 0017.0= sT oi 002.0= =0.0017+0.002=0.0037S。 oisi TTT +=Σ （2）选择电流调节器的结构 因为电流超调量 ，并保证稳态电流无静差，可按典型Ⅰ型系统设计%5≤ i σ 电流调节器电流环控制对象是双惯性型的，故可用 PI 型电流调节器 。( ) ( ) s sK sW i ii ACR τ τ 1+ = 电流调机器的比例系数−−− i K 电流调节器的超前时间系数−−− i τ （3）电流调节器参数计算： 电流调节器超前时间常数 = =0.03s，又因为设计要求电流超调量 i T l T ，查得有 =0.5，所以 = = ，电枢回路总%5≤ i σ iI TK Σ⋅ IK i TΣ 5.0 11.135 0037.0 5.0 −= S 电阻 R=2 =2.4Ω，所以 ACR 的比例系数 a R = β τ ⋅ ⋅⋅ = s iI i K RK K 97.12 05.015 4.203.01.135 ≈ × ×× （4）校验近似条件 电流环截止频率 = =135.1 。 ci W I K 1− S 晶闸管整流装置传递函数的近似条件： > ，满足条件。11.196 0017.03 1 3 1 −= × = S T s ci W 忽略反电动势变化对电流环动态影响条件： 黄石理工学院 课程设计（论文） 15 ，满足条件。 ci lm WS TT <≈ × ×= ⋅ −1792.12 03.084.1 1 3 1 3 电流环小时间常数近似处理条件： ，满足条件。 = ⋅ ⋅ is TT 1 3 1 ci WS >= × −18.180 002.00017.0 1 3 1 （5） 计算调节器的电阻和电容 取运算放大器的 =40 ，有 =11.97 40=511.68 ，取0R Ωk oii RKR ⋅= × Ωk 520 ，Ωk ，取 0.1 ， ，取F kR C i i i µ τ 057.0 520 03.0 ≈ Ω == Fµ F kR T C oi oi µ2.0 40 002.044 0 = Ω × == 0.2 。故 = ，其结构图如下所示：Fµ ( ) ( ) s K sW i ii ACR τ τ 1+ = ( ) s s 03.0 103.097.12 +× 图 5—1电流调节器 5.2 转速调节器的设计和校验 （1） 确定时间常数： 有 则 ，已知转速环滤波时间,5.0=⋅ ΣiI TK ssT K i I 0074.00037.022 1 =×== Σ 常数 =0.01s，故转速环小时间常数 。 on T sT K T on I n 0174.001.00074.0 1 =+=+=Σ （2）选择转速调节器结构： 按设计要求，选用 PI 调节器 ( ) ( ) s sK sW n nn ASR ⋅ + = τ τ 1 转速调节器的比例系数−−− N K 黄石理工学院 课程设计（论文） 16 转速调节器的超前时间常数−−− n τ （3）计算转速调节器参数： 按跟随和抗干扰性能较好原则，取 h=4,则 ASR 的超前时间常数为： ，shT nn 0696.00174.04 =×== Στ 转速环开环增益 。1 2222 1.516 0174.042 5 2 1 − Σ = ×× = + = s Th h K n N ASR 的比例系数为： 。 ( ) 62.22 0174.04.2007.042 84.1115.005.05 2 1 = ×××× ××× = ⋅+ = Σn me n RTh TCh K α β （4）检验近似条件 转速环截止频率为 。92.350696.01.516 1 =×=⋅== nN N cn K W K W τ 电流环传递函数简化条件为 ，满足条件。 cn i I Ws T K >== − Σ 17.63 0037.0 1.135 3 1 3 1 转速环小时间常数近似处理条件为： ，满足近 cn on I Ws T K >== −17.38 01.0 1.135 3 1 3 1 似条件。 （5）计算调节器电阻和电容： 取 =40 ，则 ，取 1000 。0R Ωk Ω=×=⋅= kRKR nn 8.9044062.220 Ωk ，取 0.1F kR C n n n µ τ 0696.0 1000 0696.0 = Ω == Fµ ，取 1 。F k C on µ1 40 01.04 = ΑΩ × = Fµ 故 。其结构图如下：( ) ( ) ( ) s s s sK sW n nn ASR 0696.0 10696.062.221 +× = ⋅ + = τ τ 黄石理工学院 课程设计（论文） 17 图 5—2 转速调节器 校核转速超调量：由 h=4，查得 ，不满足设计要求，应使 ASR%10%6.43 >= n σ 退饱和，重计算 。设理想空载 z=0，h=4 时，查得 =77.5%，所以 n σ b C Cmax∆ 1450 115.0 4.225.18 5.1%5.772))((2 max × ×××= ∆ − ∆ = Σ ∗ m nN b n T T n n z C C λσ =0.00792 =0.79% < 10% 满足设计要求. 6 控制电路的设计与计算 6.1 给定环节的选择 已知触发器的移相控制电压 为正值，给定电压经过两个放大器它的输入 c U 输出电压极性不变，也应是正值。为此给定电压与触发器共用一个 15V 的直流电 源，用一个 2.2 、1W 的电位器引出给定电压。ΩK 6.2 控制电路的直流电源 这里选用 CM7815 和 CM7915 三端集成稳压器作为控制电路电源，如下图所示 黄石理工学院 课程设计（论文） 18 1 2 3 4 5 6 A B C D 654321 D C B A Title Number RevisionSize B Date: 24-Dec-2008 Sheet of File: D:\ \protel\MyDesign1.ddb Drawn By : 7915 7908 -8 V -15V 图 6—1直流稳压电源原理图 6.3 反馈电路参数的选择与计算 本设计中的反馈电路有转速反馈和电流截止负反馈两个环节，电路图见主 电路。 6.3.1 测速发电机的选择 因为 ，故这里可选用 ZYS-14A 型永磁直VnU nm 15.101450007.0max * =×==α 流测速发电机。它的主要参数见下表。 表 6—2ZYS-14A 型永磁直流测速发电机 取负载电阻 =2 ,P=2W 的电位器，测速发电机与主电动机同轴连接。 G R ΩK 6.3.2 电流截止反馈环节的选择 选用 LEM 模块 LA25-NP 电流传感器作为检测元件，其参数为：额定电流 100A， 型号 最大功率 W 最高电压 V 最大工作电流 A 最高转速 r/min ZYS-14A 12 120 100 3000 1 2 3 4 5 6 A B C D 654321 D C B A Title Number RevisionSize B Date: 24-Dec-2008 Sheet of File: D:\ \protel\MyDesign1.ddb Drawn By: KO1 1 2 3 4 5 6 A B C D 654321 D C B A Title Number RevisionSize B Date: 24-Dec-2008 Sheet of File: D:\ \protel\MyDesign1.ddb Drawn By: 7815 +15V 黄石理工学院 课程设计（论文） 19 匝数比 1：1000，额定输出电流为 25mA。选测量电阻 =120 ,P=1W 的绕线电 M R Ω 位器。 负载电流为 1.2 时。让电流截止环节起作用，此时 LA25-NP 输出电流为 N I 1.2 /250=1.2×18.25/1000=0.099A，输出电压为 120×0.099=11.88V，再考虑 N I 一定的余量，可选用 1N4240A 型的稳压管作为比较电压，其额定值为 10V。 黄石理工学院 课程设计（论文） 20 7 直流调速系统电气原理总图 黄石理工学院 课程设计（论文） 21 1 2 3 4 5 6 A B C D 654321 D C B A Title Number RevisionSize B Date: 24-Dec-2008 Sheet of File: D:\ \protel\MyDesign1.ddb Drawn By : B3B3B3B3 B4B4B4B4 B5B5B5B5 B6B6B6B6 B7B7B7B7 B8B8B8B8ATATATAT BTBTBTBT CTCTCTCT KOVKOVKOVKOV U11U11U11U11 V11V11V11V11 W11W11W11W11 1 2 3 4 5 6 A B C D 654321 D C B A Title Number RevisionSize B Date: 24-Dec-2008 Sheet of File: D:\ \protel\MyDesign1.ddb Drawn By: V11 V12 V13 V14 AI< V 1 2 3 4 5 6 A B C D 654321 D C B A Title Number RevisionSize B Date: 24-Dec-2008 Sheet of File: D:\ \protel\MyDesign1.ddb Drawn By : 7915 7908 -8 V -15V 1 2 3 4 5 6 A B C D 654321 D C B A Title Number RevisionSize B Date: 24-Dec-2008 Sheet of File: D:\ \protel\MyDesign1.ddb Drawn By: KO1 1 2 3 4 5 6 A B C D 654321 D C B A Title Number RevisionSize B Date: 24-Dec-2008 Sheet of File: D:\ \protel\MyDesign1.ddb Drawn By: 7815 +15V 1 2 3 4 5 6 A B C D 654321 D C B A Title Number RevisionSize B Date: 24-Dec-2008 Sheet o f File: D:\ \protel\MyDesign1.ddb Drawn By: KM K4 SB 1SB 1SB 1SB 1 SB 2SB 2SB 2SB 2 K1K1K1K1 K2K2K2K2 黄石理工学院 课程设计（论文） 22 8 系统 MATLAB 仿真 本次系统仿真采用目前比较流行的控制系统仿真软件 MATLAB，使用 MATLAB 对控制系统进行计算机仿真的主要方法有两种，一是以控制系统的传递函数为基 础，使用 MATLAB 的 Simulink 工具箱对其进行计算机仿真研究。另外一种是面向 控制系统电气原理结构图，使用 Power System 工具箱进行调速系统仿真的新方 法。本次系统仿真采用后一种方法。 8.1 系统的建模与参数设置 转速、电流双闭环直流调速系统的主电路模型主要由交流电源、同步脉冲触 发器、晶闸管直流桥、平波电抗器、直流电动机等部分组成。采用面向电气原理 结构图方法构成的双闭环系统仿真模型如图 8-1 所示。 图 8-1 转速、电流双闭环直流调速系统的仿真模型 转速、电流双闭环系统的控制电路包括：给定环节、ASR、ACR、限幅器、偏 置电路、反相器、电流反馈环、速度反馈环等，因为在本次设计中单片机代替了 控制电路绝大多数的器件，所以在此直接给出各部分的参数，各部分参数设置参 考前几章各部分的参数。本系统选择的仿真算法为 ode23tb，仿真 Start time 设为 0，Stop time 设为 2.5。 8.2 系统仿真结果的输出及结果分析 当建模和参数设置完成后，即可开始进行仿真。图 8-2 是双闭环直流调速系 统的电流和转速曲线。从仿真结果可以看出，它非常接近于理论分析的波形。下 黄石理工学院 课程设计（论文） 23 面分析一下仿真的结果。 图 8.2 双闭环直流调速系统的电流和转速曲线 启动过程的第一阶段是电流上升阶段，突加给定电压，ASR 的输入很大，其 输出很快达到限幅值，电流也很快上升，接近其最大值。第二阶段，ASR 饱和， 转速环相当于开环状态，系统表现为恒值电流给定作用下的电流调节系统，电流 基本上保持不变，拖动系统恒加速，转速线形增长。第三阶段，当转速达到给定 值后。转速调节器的给定与反馈电压平衡，输入偏差为零，但是由于积分作用， 其输出还很大，所以出现超调。转速超调后，ASR 输入端出现负偏差电压，使它 退出饱和状态，进入线性调节阶段，使转速保持恒定，实际仿真结果基本上反映 了这一点。由于在本系统中，单片机系统代替了控制电路的绝大多数控制器件， 所以各项数据处理和调整都是在单片机内完成的，控制效果要好于本次的仿真结 果。 黄石理工学院 课程设计（论文） 24 小结 1 经过两周的努力我的课程设计终于完成了。课程设计是对自己所学专业知识 的一种检验。通过这次课程设计，使我明白了自己原来知识还比较欠缺。自己要 学习的东西还太多，以前老是觉得自己什么东西都会，什么东西都懂，有点眼高 手低。这样我才明白学习是一个长期积累的过程。此次的电气传动系统课程设计 是我和同学共同努力的结果，它增进了我们的团结互助的意识，这也是我们参加 工作后所必需的。 在此要感谢我们的指导老师胡老师和王老师的悉心指导，感谢老师们给我们 的帮助。在设计过程中，我和同学通过查阅大量有关资料，并向老师请教等方式 来完成我们的设计。 黄石理工学院 课程设计（论文） 25 二 交流调速系统建模与仿真 1 引言 随着电力电子技术、变频技术和微型计算机控制技术的迅猛发展，电气传动 技术进入了一个新的阶段。特别是矢量控制技术的出现，使得交流传动系统领导 了电气传动的潮流，采用高性能的交流传动系统进行交流提升机的改造是极富吸 引力的。 在交流提升机的拖动控制改造方面，国内的许多单位和一些专家也作了许多 努力。对矿井交流提升机的电控系统用可编程控制器进行改造，代替了原来的继 电器控制，多级切换电阻，低频制动。此外将磁力站的接触器转换为真空接触器 或双向晶闸管，提高了系统的可靠胜、降低了噪音，改造后的效果是显著的。但 这些方案仍要串电阻，无法解决无级调速和节能的问。 能量指标是衡量调速系统技术经济性能的重要方面，而系统的效率与功率因 数是能量指针的主要内容。传统的串级调速系统虽然效率高，但是其功率因数却 很低。因此，从节约能源的角度来说，就需要寻找方法来提高串级调速系统的功 率因数，改善其效率。 因此本文提出了新型斩波串级调速方案，与常规串级调速系统不同之处在于 转子直流回路中加入了直流斩波器，转子整流器通过斩波器与逆变器相连接。逆 变器的控制角可取为较小值，且固定不变，故可降低无功损耗，而提高系统的功 率因数。斩波式逆变器串级调速系统虽然比传统的串级调速系统多了一个斩波器 环节，但前者的逆变器容量较后者小，所节约的成本足以抵偿斩波器的成本。而 且更重要的是前者比后者能够大大改善功率因数。 黄石理工学院 课程设计（论文） 26 2 斩波串级调速系统工作原理 2.1 斩波串调原理 具有斩波控制的串级调速系统原理图如图 2—1所示。 图 2—1斩波控制串级调速系统原理图 具有斩波控制的串级调速系统与普通串调系统相比在直流回路中增加了开 关器件 、隔离二极管 ,滤波电容 。此三个元件构成斩波升压电路。有源CH DV C 逆变器 的逆变角 选择可以一个最小的固定的 ，因此 为固定电压。iU β minβ U i 2.34 2 minCOSU Ui T β= 在 导通时， 增加、 截止。在 截止时， 通过 流入逆变器，CH I d DV CH I d DV 下降。直流回路各点波形如图 2-2 所示。图中 为 的开通时间， 为I d τ CH T 的开断周期， 为斩波器 CH 的驱动信号， 为 两端的电压波形，CH U n U Z CH 为经流二极管 的电流波形， 为流经斩波器 的电流波形。改变iVD DV iCH CH 的开通占空比 ，就可以改变 的平均电压。在交流电机转速一定时，CH /Tτ U Z 改变 ，就可以改变 的大小，即改变电动机的转矩 ，从而达到调速的目/Tτ I d T e 的。 斩波电路和逆变器 的共同作用相当于普通串调系统中 可调的有源逆变UI β 器的作用。只是后者 的功率因数比较高，接近 0.9，且恒定。UI M B I d U iU d U z C H C U R U I T I 黄石理工学院 课程设计（论文） 27 图 2—2斩波串调主电路波形 2.2 双闭环调速系统 为了提高静态调速精度及获得较好的动态特性，应采用具有电流负反馈与转 速负反馈的双闭环控制方式。双闭环系统是一种具有电流闭环和速度闭环的反馈 控制系统，较单闭环系统有着更为优良的静、动态特性。下面将着重介绍双闭环 控制系统的工作原理。 转速与电流双闭环调速系统结构及其特点： 图 2—3 为具有双闭环控制的绕线异步电动机斩波串级调速系统的原理图。 该调速系统采用转速外环和电流内环构成的双闭环系统对绕线式异步电动机进 行转子斩波闭环控制。图中转速反馈信号取自于增量式光电编码器，电流反馈信 号 取自直流主回路中设置的霍尔电流传感器。ASR, ACR 分别为速度调节器和U i 电流调节器，均为 PI 调节器，由数字信号处理信号（DSP)产生。由于受斩波器 开关作用的影响，整流器输出电流 是脉动的，会引起转矩的脉动，为抑制转I d 子电流的斩波脉动率，在直流主回路中串接一个平波电抗器。PWM 为脉宽调制器 ， U n 断开 U i I d I c h U z T τ t t t t t (a) (b) (c) (d) (e) 黄石理工学院 课程设计（论文） 28 用于产生斩波器的脉冲信号。 图 2—3有转子斩波器的异步电动机双闭环调速系统 双闭环调速系统在电机调速中的特点是:在电动机启动时，起动电流很快的 加大到允许过载能力值 ，并且保持不变，在这个条件下，转速 n得到线性增I dm 长，当升到需要的大小时，电机的电流急剧下降到克服负载所需的电流值 。 I fz 这就要求在起动过程中，把电动机的电流当作被调量，使之维持为电机允许的最 大值 ，并保持不变。因此需要有一个电流调节器来完成这个任务。来自速度I dm 给定电位器的信号与速度反馈信号比较后，偏差信号送到速度调节器的输入端， 速度调节器的输出端再送到电流调节器的输入端。电流调节器的输出电压再作为 导通比为 a的控制电压加至 PWM 后与 PWM 内的载波比较以产生脉宽调制脉冲波。 该脉冲波经隔离去改变斩波器的占空比 ，可以调整转子电流，从而改变电动机ρ 的转矩和转速。 速度调节器和电流调节器均采用 PI 调节器。由于用了这两个调节器，一方 面便于调整，另一方面使系统更容易完成对转速与电流的调节作用。两个调节器 之间是串级连接的关系。从闭环反馈的结构上看，电流调节环是内环;转速调节 器是外环。 2.3 斩波串调系统的建模 绕线式异步电动机斩波串级调速系统的主电路主要由晶闸管三相全控桥式 有源逆变器、三相桥式二极管转子整流器、绕线式异步电动机、逆变变压器、滤 波电抗器、斩波器件 IGBT、二极管和电容等组成。 2.3.1 主电路的建模 M C L L L L 2 2 2 2 LLLL1111 T NT NT NT N D D D D IG C TIG C TIG C TIG C T 隔 离 电 路 T M ST M ST M ST M S 3 2 03 2 03 2 03 2 0 L FL FL FL F 2 4 0 72 4 0 72 4 0 72 4 0 7 AAAA A C RA C RA C RA C RA S RA S RA S RA S R U iU iU iU i U iU iU iU i U gU gU gU g U pU pU pU p U ctU ctU ctU ct P W MP W MP W MP W M 控 制 逆变控制电路霍尔电流传感器 增 量 式 光 电 编 码 器 黄石理工学院 课程设计（论文） 29 根据三相绕线式异步电动机转子斩波串级调速系统的主电路组成框图，利用 Simulink 和 Power System 工具箱，在同步电源与六脉冲触发器模型封装后，将 六脉冲触发器输出的脉冲放大，与其它模块连接即可建立主电路，与实际电路不 同的是，这里的电流反馈信号直接引用了晶闸管有源逆变器输出的电流，转速反 馈直接采用电机输出信号测量分路器中的电机转速 (rad/s)。（6 脉冲触发mω 电路仿真如下图） 图 2—4 6 脉冲触发电路仿真模型 2.3.2 系统的建模 利用 Simulink 和 Power system 工具箱，然后按系统的电气结构关系连接起 来，即得到绕线式异步电动机斩波串级调速系统的仿真模型（主电路仿真模型见 录）。如图 2—5所示。 图 10—5 斩波串级调速系统的仿真模型 图 2—5 黄石理工学院 课程设计（论文） 30 2.4 斩波串调系统的仿真 2.4.1 系统的仿真参数 电机参数:额定功率 =280KW，线电压 =220V，频率 =50HZ，定子电阻np nu f =0.435 和漏感 =2mh，转子电阻 =0.816 。和漏感 =2mH，互感SR Ω ISL / r R Ω / Ir L =69.31 mH，转动惯量 =0.089 ，极对数 =2，三相绕线式异步电动mL J 2Kg m⋅ P 机，同步旋转坐标系。 设置仿真的终止时间为l Os，仿真算法选择 ode23tb, ode23tb属于TR-BDF2 算法，适合与求解刚性问题，对于求解允许误差比较宽的问题结果好。相对允许 误差为 ,绝对允许误差为 auto，变步长;仿真菜单选正常仿真。 210− 按照斩波串级调速系统先单元、后系统;先开环、后闭环;先内环、后外环; 先调稳态精度，后调动态指标的调试原则进行系统调试。优化后的主要环节参数 如下: 交流电源:工频、相电压有效值 127V;脉冲触发器开关信号为”0”，即开放 触发器;晶闸管逆变桥参数:通态内阻 0.001 ，通态电感 0，冷态电阻 10 ，冷Ω Ω 态电感4.7 F;二极管整流桥参数:通态内阻0.001 ，通态电感 0，管压降 0.8V， 6 e − Ω 冷态电阻10 ，冷态电感 4.7 F;负载转矩TL为30N·m，脉冲放大器系数取100;Ω 6 e − 速度给定选阶跃给定。其仿真结果如图 2—6。 该仿真结果是采用“outl”模块观察的仿真输出结果，该输出模块会将数据 返回到 MATZAB 命令窗口中，并自动用一个名为“yout”的变量保存起来。MATLAB 也会自动将每个时间数据存入 MATLAB 命令中，用“tout”这个变量保存起来。 将控制系统输出数据与时间数据都返回到 MATLAB 命令窗口之后，可以用绘图命 令 plot(tout, yout)在命令窗口里绘制出图形，并能对图形进编辑。 黄石理工学院 课程设计（论文） 31 图 2—6仿真结果 2.4.2 仿真结果分析 从系统仿真结果可以看出: (1)对阶跃输入信号，由图 2—6可见:稳态时仿真系统的实际转速能够实现 对给定转速的良好跟随，且稳态无差;而在动态过渡过程中，仿真系统的实际转 速对阶跃给定信号的跟踪有一定的偏差。 (2)调速范围宽，由图 2—6 可见，转速可从 500r/min 至 780r/min(由于转 子整流器、逆变变压器等装置的存在，电机转速达不到额定转速)之间连续可调。 2.5 结论 通过绕线式异步电动机斩波串调系统的仿真实验和分析可得出以下结论: (1)以系统的电