基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带的数字接收机研究.doc
西 安 邮 电 大 学
题 目:基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽
带数字接收机研究
院 (系): 通信与信息工程学院 专 业: 电子信息科学与技术 班 级: 电科0903班 学生姓名: 导师姓名: 常虹 职称: 讲师 起止时间: 2013年3月11日至2013年6月14日
毕业
,
,诚信声明书
本人声明:本人所提交的毕业论文《基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究》是本人在指导教师指导下独立研究、写作的成果~论文中所引用他人的文献、数据、图件、资料均已明确标注,对本文的研究做出重要贡献的个人和集体~均已在文中以明确方式注明并表示感谢。
本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。
论文作者: ,签字, 时间:2013年6月14日
指导教师已阅: ,签字, 时间:2013年6月14日
西 安 邮 电 大 学
毕业设计(论文)任务书
学生姓名 指导教师 常虹 职称 讲师 院(系) 通信与信息工程学院 专业 电子信息科学与技术 题目 基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
任务与要求
1. 调研宽带数字测频接收机发展现状,学习宽带接收原理及相
关知识。
2. 学习MATLAB仿真软件,并能进行简单程序编写。 3. 学习传统滤波器的相关知识。
4. 设计多相滤波器组及瞬时测频的实现算法并与传统滤波器组进
行性能对比分析。
5. 对所设计算法进行MATLAB仿真并对仿真结果进行分析。
开始日期 2013年3月11日 完成日2013年6月14日 院 长(签字) 2013 年 3 月 12 日 期
西 安 邮 电 大 学
毕 业 设 计 (论文) 工 作 计 划
2013年 3 月 14 日
学生姓名 指导教师 常虹 职称 讲师 院(系) 通信与信息工程学院 专业 电子信息科学与技术 题目 基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收究 工作进程
起 止 时 间 工 作 内 容
3月11日至3月20日 调研宽带数字测频接收机发展现状,学
习宽带接收机原理及相关知识。
3月21日至3月31日 学习MATLAB仿真软件,并能进行简
单程序编写。
4月1日至4月30日 学习传统滤波器的相关知识。设计多相
滤波器组及瞬时测频的实现算法并与传
统滤波器进行性能对比分析。
5月1日至5月15日 对所设计算法进行MATLAB仿真并对仿真
结果进行分析。
5月16日至5月28日 撰写论文,完成论文初稿。
5月29日至6月5日 完善并修改毕业论文。
6月6日至6月14日 准备答辩。
主要参考书目(资料)
(1) (美)James Tsui著.杨小牛,陆安南,金飚 译.带宽数字接收机[M].电子工业出版
社,2002.1-25.242-259
(2) 陈永其, 黄爱苹, 严文忠. 一种宽带中频数字信道化侦察接收机
[J]. 电子对
抗技, 2003, 33(8): 34-35
(3) Rabiner L R, Crochiere R E 著.多抽样率数字信号处理[M]. 酆广增 译. 北京:
人
民邮电出版社, 1988. 322-344
(4) 杨小牛, 楼才义, 徐建良. 软件无线电原理与应用[M]. 北京: 电子工业出版社,
2001. 69-74
主要仪器设备及
1.计算机一台
2.MTALAB 2007仿真平台
论文(设计)过程中教师的指导安排
每周指导一次,主要解答学生问题,指导研究进度,并检查阅读资料笔记和仿真 程序。
对
的说明
本计划为开题之初所定,后续会根据具体情况随时调整,最终一定按毕业设计规 定结束日期完成。
西安邮电大学
毕业设计(论文)开题报告
通信与信息工程学院 院(系)电子信息科学与技术专业 09 级 03班
课题名称:基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接
收机研究
学生姓名: 学号:
指导教师: 常虹
报告日期: 2013年3月15日
1(本课题所涉及的问题及应用现状综述
本课题所涉及的问题:
1. 调研宽带数字测频接收机发展现状,学习宽带接收原理及相关知识 2. 学习MATLAB仿真软件,并能进行简单程序编写。
3. 学习传统滤波器的相关知识。
4. 设计多相滤波器组及瞬时测频的实现算法并与传统滤波器组进行性能对比分析。
5. 对所设计算法进行MATLAB仿真并对仿真结果进行分析。 基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效带宽数字接收机的发展前景
在无线电技术领域,无线电系统所处理的主要对象是电磁波。20世纪70年代以前,对电磁信号的处理主要以模拟处理方法为主。80年代以后,随着微电子技术的迅速发展,数字信号处理技术得到了广泛应用,并逐步显现出模拟处理方式所无法达到的优越性。现代的战争中的武器装备中存在着大量的无线电设备,战场上的态势感知、侦察监视、精确打击、通信指挥、导航识别等等信息交互行为大多通过无线电的方法实现,这些设备关系着整支军队的战斗力。其对战争的影响力恰恰证明了电子战在现代战争中的起着至关重要的作用。电子战包括两个方面:电子对抗和电子反对抗。早期的电子对抗中包括侦察和干扰,后来随之技术的进步,电子战的范畴不断扩大,又有了电子隐身和电子摧毁等新领域出现。作为发展历史最为悠久的电子战技术领域,电子侦察的主要任务是接收敌方的雷达,通信等设备辐射信号。现代战争中,电子战所面临的信号环境是一个空前密集的环境,雷达侦察接收机也根据作战任务的不同演变为几类,主要有电子信号情报侦察接收机,电子支援侦察接收机等等。随着微电子技术的进步和信号处理理论的发展,电子侦察接收机不断涌现出新的体制和处理方法。
随着大规模集成电路和数字信号处理技术的迅速发展 ,雷达接收机和电子战接收机的数字化已是一种必然趋势。对电子侦察接收机也提出了更高的要求。传统的模拟接收机结构简单,性能有限。作为一种新型接收机,数字接收机体制在较宽的频带内有较高的灵敏度,精确度和稳定性,同时具有高截获概率以及功能上灵活可编程等一系列优点。
作为现代数字信号处理理论的重要分支,多速率信号处理技术和多相滤波器组是数字信道化接收机的理论基础。对滤波器组引入多相分解使其在速度和资源损耗上得到理想的优化。正因为在实现高速信号子带的划分所体现出的优势,多相滤波器组成为数字信道化接收机工程实现的重要方法。
2本课题需要重点研究的关键问题、解决的思路及实现预期目标的可
行性分析
关键问题:
1. 调研宽带数字测频接收机发展现状,学习宽带接收原理及相关知识 2. 学习MATLAB仿真软件,并能进行简单程序编写。
3. 学习传统滤波器的相关知识。
4. 设计多相滤波器组及瞬时测频的实现算法并与传统滤波器组进行性能对比分析。
5 对所设计算法进行MATLAB仿真并对仿真结果进行分析。 解决思路:
1. 阐述电子战在现在战争中的用途和地位,接着介绍电子战侦察接收机中的两种重要的接收机体制:信道化接收机和数字接收机。 2. 学习多相滤波器组的理论基础。
3. 对参数编码器进行介绍,探讨信号检测与参数测量的方法。 4. 学习MATLAB仿真软件,并能进行简单程序编写。
5. 针对仿真过程中的数据参数,分析能量检测法的性能和噪声不确定性的影响。
6. 在老师指导下形成课题具体论文报告,并不断完善论文。 实现预期目标的可行性:
本文主要通过研究用基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效带宽数字接收机,对多相滤波器组进行理论推导与仿真分析。立足多相滤波器组完成总体硬件架构的设计:通过MATLAB搭建一个系统,原理阶段用MATLAB语言编写的系统用于原理仿真验证。
3完成本课题的工作方案
首先,要掌握相关信息如下;
1. 了解数字接收机的发展过程和发展前景。
2. 了解多相滤波器组的原理和工作原理。
3. 学习MATLAB语言及其软件的仿真。
4. 查阅相关资料,探索分析并构建仿真模型,并给出对仿真系统的优化方
案。
其次,用MATLAB进行仿真测试;
通过MATLAB搭建一个相同的系统,原理阶段用MATLAB语言编写
的系统用于原理仿真验证。工程实现阶段用于MATLAB并探究解决方案。
最后,撰写论文,完成论文初稿,完善并修改毕业论文。
4(指导教师审阅意见
指导教师(签字): 2013 年 3 月 24 日
说明:
本报告必须由承担毕业论文(设计)课题任务的学生在毕业论文(设计) 正式开始的第1周周五之前独立撰写完成,并交指导教师审阅。
西安邮电大学毕业设计 (论文)成绩评定表
专 业学生姓名 性别 女 学号 班 级
基于多想滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接课题 软件工难一课题名称 收机研究 类型 程类 度 般
常虹 毕业设计(论指导教师 2013 年 3 月 11 日, 6 月 14 日 (职称 讲师 ) 文)时间
课题任务 论文 19 (千字); 设计、计算说明书 (千字); 图纸 47 (张); 完成情况 其它(含附件):
指
导
教
师
分项得分:开题调研论证 分; 课题质量(论文内容) 分; 创新 分; 意
论文撰写(规范) 分; 学习态度 分; 外文翻译 分 见 指导教师审阅成绩: 指导教师(签字): 2013 年 月 日
评
阅
教
师
分项得分:选题 分; 开题调研论证 分; 课题质量(论文内容) 分; 创新 分; 意论文撰写(规范) 分; 外文翻译 分
见 评阅成绩: 评阅教师(签字): 2013 年 月 日
验
收
小
组
意 分项得分:准备情况 分; 毕业设计(论文)质量 分; (操作)回答问题 分
验收成绩: 验收教师(组长)(签字): 2013 年 月 日 见
答
辩
小
组
意 分项得分:准备情况 分; 陈述情况 分; 回答问题 分; 仪表 分
答辩成绩: 答辩小组组长 (签字): 2013 年 月 日 见
成绩计算方法 指导教师成绩 20 ,() 评阅成绩 30 ,() 验收成绩 30 ,() 答辩成绩 20 ,() (填写本系实用比例 )
指导教师成绩 评阅成绩 验收成绩
学生实得成绩(百分制 )
答辩成绩 总评
答
辩
委
员
毕业论文(设计)总评成绩(等级)会 :
意 院(系)答辩委员会主任(签字): 院(系) (签章)
2013 见 年 月 日 备
注
西安邮电大学毕业论文(设计)成绩评定表(续表)
目录
错误~未找到引用源。
I
基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
摘要
随着数字信号处理技术和大规模集成电路制作工艺的发展,宽带数字接收机已经成为电子侦察系统中最具有发展潜力的接收机体制之一。与之相比传统的模拟接收机结构较为复杂,性能一般会受限。作为一种新型接收机,数字接收机体制在较宽的频带内有较好的灵敏度、精确度和稳定性,同时也具有高截获概率以及功能上灵活可编程等一系列优点。作为现代数字信号处理的重要分支,多相滤波器组技术就成为了数字信道化接收机的理论基础。对滤波器组引入多相分解使其在速度和资源损耗上得到理想的优化。所以多相滤波器组成为数字信道化接收机工程实现的重要方法。
本文主要用多相滤波器组和瞬时测频技术的方法实现对宽带数字接收机的研究,对多相滤波器组进行理论推导和分析,同时用MATLAB软件进行仿真分析,最后与传统滤波器组进行性能比较。下面就本文的总体安排做一介绍。
第一章,调研国内外的宽带接收机研究现状,对数字接收机的理论知识阐释,分析传统接收机和现在数字接收机的不同,确定本课题的研究方向。
第二章,论述传统滤波器及数字滤波器的相关理论知识,总结归纳滤波器的基本结构和数字滤波器的两种基本设计方法。再对FIR数字滤波器和IIR数字滤波器进行了比较。
第三章,根据传统滤波器的相关知识对多相滤波器组的原理进行数学推导,并研究多相滤波信道化算法,建立数学模型,并对数学模型进行详尽的MATLAB仿真验证,再推倒出基于DFT多相滤波器组的信道化接收机高效结构,并用MATLAB仿真验证。最后与传统滤波器组进行性能对比分析。
第四章,根据前面的基础知识得出瞬时测频数字接收的结构,并用MATLAB仿真验证。总结高效结构的优点,验证本课题的研究价值。
第五章,对课题进行总结和展望。介绍课题设计过程中的经验教训,指出通过该课题的研究解决了什么问题,解决到了什么程度,最后展望本课题研究前景,指出课题未来的研究方向。
关键字:数字信道化;多相滤波器组;瞬时测频
I
基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
ABSTRACT
With digital signal processing theory and the development of large scale integrated circuits, wideband digital receiver electronic surveillance system has become the most potential for development of one of the receiver system. Traditional analog receiver structure complicated, the performance is limited. As a new receiver, a digital receiver in a wide band system has high sensitivity, accuracy, and stability, but also has a high probability of intercept the flexibility and functional programmable series of advantages. As a modern digital signal processing important branch filter bank technology has become the digital channelized receiver theoretical basis. decomposition of the filter set to introduce it in terms of speed and resource depletion on get the ideal optimization. So filter composed of digital channelized receiver works to achieve an important method.
In this paper, a method with a polyphase filter bank to achieve the wideband digital receivers research on the polyphase filter bank theoretical derivation and analysis, simulation analysis using matlab and then comparing the performance of conventional filter bank analysis.
The first chapter, research status, the digital receiver to learn the theory of knowledge, compared to the conventional receiver and present different digital receivers to determine the direction of the research projects.
Chapter learning traditional filters, and the knowledge of the digital filter, to learn the basic structure of the filter and the digital filter of the two basic design. And then the FIR digital filter and IIR digital filters are compared.
Chapter III, according to the traditional knowledge of the filter on the principle of polyphase filter bank mathematical derivation and study the polyphase filter channel algorithm, a mathematical model, and a detailed mathematical model ofmatlabsimulation, pushed to a group based on DFT filter channelized receiver efficient structures and instantaneous frequency measurement digital receiver structure and using matlab simulation. Final performance with the traditional comparative analysis filter bank.
Chapter IV, on topics summary and outlook. A summary of the subject, describes the design process subject lessons, noting that through the research projects to solve the problem, to solve and to what extent, the final prospect research prospects, pointing out the direction of future research topics.
Keywords: digital channelized; instantaneous frequency measurement; polyphase filter bank
II
基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究 1 绪论
1.1 研究背景
近年来,随着A/D(analog-to-digital)变换技术、DSP(digital signal processing)等技术的发展,宽带高速数字化接收机正逐渐成为现代雷达、遥测及通信系统中必不可少的重要组成部分。高速A/D变换器,高速数字信号处理器等,这为发展高性能、多用途的系统提供了技术支持。而宽带数字接收机就是在此技术基础上发展和建立起来的。这样的接收机有许多优点,如它的信号处理方法很灵活、可以从输出的信号中得到更多信息、可以同时处理多个信号的到达等。所以国内外都在研究这方面的技术,并且取得了很大的成果,本文从学习基础知识出发,借鉴已研究出的技术完成本次毕业设计。
1.2 宽带数字接收机的现状
当代社会信息技术(IT)高速发展的时代,各个经济技术强国都在为了现代战争的电子对抗中赢得先机和掌握主动,花费大量的精力来研究和开发数字化接收机,目的就是为了在有可能爆发的战争中居于主动地位。对于中国来说,一些西方国家在军事方面早早的就开始了:德国 R/S 公司研制的宽带数字化接收机 EBD900,主要用于无线电监视,其工作频率范围为 20MHz-2GHz,搜索速度为 4GHz/s(25KHz 带宽),动态范围为 80dB。又如,英国研制的 PVS3800 接收机,工作频率范围为 0.5 GH z-1GHz,是一种用于电子战环境中的宽带无线电通信监测接收机,可以实现搜索、监听、分析识别等功能;还可以根据需要,通过加载不同的软件,灵活地配置成各种不同功能的接收机,如 PV3830 截获接收机,PV3840 分析接收机,PV3850 监视接收机等。这些接收机尽管能够覆盖多个频段,但它们只能工作于单一的频段和模式,功能相对较少,灵活性不够,可扩展能力也较差,无法满足现代军事通信的。1994 年,美国系统研究实验室就提出了数字信道化瞬时频率(IF)测量接收机模型。1998年,美国空军技术研究所在此基础上进行了完善,提出了一种高效,多速率的数字信道化接收机结构。2006 年 4 月,BAE 系统公司向洛克希德公司交付首套用于 F35 的电子战系统,具有雷达告警、信号收集和分析,被动式辐射定位和电子对抗能力。2006 年 6 月,BAE 又宣布向洛克希德公司交付首套用于 F22 生产型电子战系统,这不仅标志着这种四代机电子战系统已正式定型生产,其重大意义还在于这是生产型宽带电子战数字接收机在战术平台上的首次应用。F-22的无源探测分系统 ALR-94,采用了数字信道化接收体制实现数字化告警接收机。该数字战争系统吸取了商用模数转换技术和现场可编程门阵列(FPGA)方面的突破性进展,用可重新配置的数字接收机取代了老式的模拟接收机,可为F-22 降低成本、减少功率、减轻重量。该接收机提供超过 500MHz 的瞬
1
基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究 时测量带宽,并且硬件部分经改装可完成宽带信道机、调谐超外差接收机或压缩式接收机的功能。ALR -69(V)告警接收机在现阶段升级为全数字化雷达告警接收机 ALR-69A(V),ALR -69A(V)是目前安装在美空军 C-130,F16,A-10 和 MH-53 战机上 ALR-69(V)的升级替代品,该告警接收机同样采用数字信道化接收体制。以色列艾尔塔系统公司的 EL/L-8265 新一代机载雷达告警接收机使用了数字化接收机。显然,使用数字化技术是告警机在发展道路中的必然趋势,采用数字信道化接收体制将为告警器的性能提升起到不可估量的作用。
与国外相比较,国内数字信道化接机技术的研究和发展有些滞后。国内在数字信道化接收及其后续编码技术的研究工作刚刚起步,国内仅有少数几所高等院校在进行数字信道化接收体制的研究,如采用两级数字化模型级联的方法实现了数字信道化,结合高效数字信道化接收机结构与差分测频技术,提高信道检测能力。数字信道化技术发展还不够完善,虽然这方面的信号接收和处理有大量优秀的方法提出,但数字信道化技术在工程上应用还受到诸如测频精度不够高(信道带宽的一半),邻近信道响应干扰等问题的困扰,因此,数字信道化技术还需要不断完善。由于数字化带来的强大优势,特别是随着高速 ADC、FPGA 和 DSP 器件和工艺水平的不断提高,近年来对宽带数字信道化接收的研究十分活跃,除了高速 ADC 和信号分析等问题外,研究主要集中在数字接收机的体系结构、信号检测和参数测量上。优化现有的数字信号处理算法,找到高效高性能,适用于工程的数字信道化接收机模型。本文研究的基于多相滤波组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机充分结合了模拟信道化接收机和数字信号处理技术的优点,是电子侦察接收机的发展方向。利用该结构的信道化接收机处理 ADC 输出数据,检测信号、测频并给出脉冲描述字,并用MATLAB进行最后的仿真。
1.3 传统接收机与现代接收机的区别
数字接收机的定义是一种通过A/D转换器对信号进行数字化后使用数字信号处理技术实现变频、滤波、解调等信号处理过程的接收机。随着数字DSP论和LSI技术的进步,在80年代接收机体系中衍生出了以高速模数转换器以及数字信号处理电路为主要特征的数字接收机。数字接收机灵敏度和精度高,稳定性好,设计灵活且可以实现复杂功能,已成为接收机中最有前景的体制。当前的研究重点主要集中在数字电子战接收机方面。这种类型的接收机,首先把输入信号下变频为中频信号,然后用一个高速多比特ADC对其进行数字化,并采用数字信号处理技术产生所期望的收集的信息。以当前器件水平,数字接收机的模数转换通常是在中频完成,中频信号相比于天线接收到的射频信号,要经过混频并且滤波的非线性过程,引入了谐波,导致信号杂散增加。所以中频的数字化并不是理想的数字接收机方案。未来理想的数字接收机将在射频端完成数字化接收机。
2
基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
数字接收机在通信、雷达、导航系统、电子对抗系统、敌我识别系统、民用的收音机和电视机中都得到广泛的应用,是接收机今后发展的重要体制。数字接收机框图如图 1-1 所示:
脉冲描述字中频信号数字信号
射频变换器数字处理机特征提取ADC
图1-1 数字接收机框图
传统的接收机都是采用模拟的方法实现的,在接收过程中由于受到模拟器件的限制,这样容易导致信号的频率和相位等方面的失真。传统的接收机中较为典型的是超外差接收机,其结构如图1-2所示,超外差接收机通过调谐改变本振频率与接收机通频带的中心频率,可以覆盖一定的频率范围,以实现对宽频段信号的接收,虽然接收机的调谐范围很宽,但对任意时刻来说,仍然是窄带接收机。
天线
处理
LANIF
LO
图1-2 超外差接收机框图
现代的电子侦察接收机与传统的通信接收机(如收音机或电视机)和雷达接收机有着极大的不同。通信接收机在设计时,都会提前得到已知的数据,例如接收信号的频率、调制方式和带宽都是已知的,设计起来相对容易一些。作为雷达重要部分的雷达接收机也是在输入信号已知的前提下设计的。但是作为电子侦察的重要组成部分的电子侦察接收机设计起来就相对较复杂,输入不仅没有预知能力,敌方还有可能采取特殊方式来避开我方接收机的检测。
因此这就要求电子战中宽带数字接收机各方面的性能达到最优,空间域、频率域、时间域上等,都要求是最先进的。这就要求侦察接收机要能够实现对任何方位、任何频率和任何时间的信号都能实现有效准确地截获。如此而言,频域的要求带来的主要问题是接收机在一个很大的带宽范围内有可能“同时” 收到大量的信号,这些信号混合在一起被接收机截获,这样会给后期处理带来了很大困难。科研人员提出了很多方法想解决这个问题,这其中就有信道化的方法,信道化将较宽的宽带
3
基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究 通道划分为若干个相邻的子信道,按照频段实现对较大带宽内高密度信号的分类,再通过对各个信道的输出进行处理,可以实现对大瞬时带宽密集信号环境下的同时接收。因此信道化可以看作是若千个窄带接收机的并联。信道化接收机具有较高灵敏度和频率分辨率、宽动态范围、高截获概率等优点,是电子侦察接收机中一种较为理想的体制。
1.4 本文的主要任务
本文主要用多相滤波器组的方法实现信道化宽带数字接收机的研究,对多相滤波器组进行理论推导和分析,用MATLAB进行仿真分析再与传统滤波器组进行性能对比分析。
第一章,调研国内外的宽带接收机研究现状,对数字接收机的理论知识阐释,分析传统接收机和现在数字接收机的不同,确定本课题的研究方向。
第二章,论述传统滤波器及数字滤波器的相关理论知识,总结归纳滤波器的基本结构和数字滤波器的两种基本设计方法。再对FIR数字滤波器和IIR数字滤波器进行了比较。
第三章,根据传统滤波器的相关知识对多相滤波器组的原理进行数学推导,并研究多相滤波信道化算法,建立数学模型,并对数学模型进行详尽的MATLAB仿真验证,再推倒出基于DFT多相滤波器组的信道化接收机高效结构,并用MATLAB仿真验证。最后与传统滤波器组进行性能对比分析。
第四章,根据前面的基础知识得出瞬时测频数字接收的结构,并用MATLAB仿真验证。总结高效结构的优点,验证本课题的研究价值。
第五章,对课题的设计进行总结和展望。介绍课题设计过程中的经验教训,指出通过该课题的研究解决了什么问题,解决到了什么程度,最后展望本课题研究前景,指出课题未来的研究方向。
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究 2 数字滤波器基本理论
2.1 数字滤波器的基本结构
作为线形时不变系统的数字滤波器可以用系统函数来表示,而实现一个系统函数表达式所表示的系统可以用两种方法:一种方法是采用计算机软件实现;另一种方法是用加法器、乘法器、和延迟器等元件设计出专用的数字硬件系统,即硬件实现。不论软件实现还是硬件实现,在滤波器设计过程中,由同一系统函数可以构成很多不同的运算结构。对于无限精度的系数和变量,不同结构可能是等效的,与其输入和输出特性无关;但是在系数和变量精度是有限的情况下,不同运算结构的性能就有很大的差异。因此,有必要对离散时间系统的结构有一基本认识。 2.1.1 IIR滤波器的基本结构
一个数字滤波器可以用系统函数表示为:
M,kbz, (2-1)()k0Yz,,,()kHz()NXz,,1kaz ,k1,k
由这样的系统函数可以得到表示系统输入与输出关系的常系数线形差分程为:
NM
ynaynkbxnk()()(),,,, (2-2),,kk,,00kk
可见数字滤波器的功能就是把输入序列x(n)通过一定的运算变换成输出序列y(n)。不同的运算处理方法决定了滤波器实现结构的不同。无限冲激响应滤波器的单位抽样响应h(n)是无限长的,其差分方程如(2-2)式所示,是递归式的,即结构上存在着输出信号到输入信号的反馈,其系统函数具有(2-1)式的形式,因此在z平面的有限区间(0<,z,)有极点存在。
IIR滤波器实现的基本结构有:
(1)IIR滤波器的直接型结构
优点:延迟线减少一半,变为N 个,可节省寄存器或存储单元。
缺点:通常在实际中很少采用上述结构实现高阶系统,而是把高阶变成一系列不同组合的低阶系统(一、二阶)来实现。
(2)IIR滤波器的级联型结构
5
基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
优点:系统实现简单,只需一个二阶节系统通过改变输入系数即可完成; 极点位置可单独调整; 运算速度快(可并行进行); 各二阶网络的误差互不影响,总的误差小,对字长要求低。
缺点:不能直接调整零点,因多个二阶节的零点并不是整个系统函数的零点,当需要准确的传输零点时,级联型最合适。
(3)IIR滤波器的并联型结构
优点:简化实现,用一个二阶节,通过变换系数就可实现整个系统;极、零点可单独控制、调整,调整α1i、α2i只单独调整了第i对零点,调整β1i、β2i则单独调整了第i对极点;各二阶节零、极点的搭配可互换位置,优化组合以减小运算误差; 可流水线操作。
缺点:二阶电平难控制,电平大易导致溢出,电平小则使信噪比减小。
xnyn,,,,a0A0
,1A1zbap,1111zxnyn,,,,a011,z1,baba1111z22
1,b21zbaaN,1N,10M
1,ba1M1M1z,zba1,bNN2Mz
a、直接型 b、并联型
c、串联型
图2.1 IIR滤波器的基本结构
2.1.2 FIR滤波器的基本结构
FIR滤波器的单位抽样响应为有限长度,一般采用非递归形式实现。通常的FIR数字滤波器有横截性和级联型两种。
FIR滤波器实现的基本结构有:
6
基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
(1)FIR滤波器的横截型结构
表示系统输入输出关系的差分方程可写作:
N,1
(2-3) ynhmxnm()()(),,,m,0
直接由差分方程得出的实现结构如图2-2所示:
,1,1,1xn,,zzz
hN,2hN,1,,,,h0h1h2yn,,,,,,,,
图2.2 横截型(直接型)卷积型)
(2)FIR滤波器的级联型结构
将H(z)分解成实系数二阶因子的乘积形式:
N[]N,12,,,N12Hzhnzbbzbz()(),,,, (2-4) ,,012kkkN,0k,1
这时FIR滤波器可用二阶节的级联结构来实现,每个二阶节用横截型结构实现。如图所示:
,n,,0,,xn,,,,20102,,yn,,,n,,111,1,,,,,,11122,,zzz
,n,,2,1,,,,11,,21222,,zzz
图2-5 FIR滤波器的级联结构
这种结构的每一节控制一对零点,因而在需要控制传输零点时可以采用这种结构。
2.2 数字滤波器的设计原理
数字滤波器根据其冲激响应函数的时域特性,可分为两种,即无限长冲激响应(IIR)滤波器和有限长冲激响应(FIR)滤波器。IIR滤波器的特征是,具有无限持续时间冲激响应。这种滤波器一般需要用递归模型来实现,因而有时也称之为递归滤波器。FIR滤波器的冲激响应只能延续一定时间,在工程实际中可以采用递归的方式实现,也可以采用非递归的方式实现。随着MATLAB软件尤其是MATLAB的信号
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究 处理工作箱的不断完善,不仅数字滤波器的计算机辅助设计有了可能,而且还可以使设计达到最优化。
数字滤波器设计的基本步骤如下:
(1) 确定指标:
在设计一个滤波器之前,必须首先根据工程实际的需要确定滤波器的技术指标。在很多实际应用中,数字滤波器常常被用来实现选频操作。因此,指标的形式一般在频域中给出幅度和相位响应
(2) 逼近:
确定了技术指标后,就可以建立一个目标的数字滤波器模型。通常采用理想的数字滤波器模型。之后,利用数字滤波器的设计方法,设计出一个实际滤波器模型来逼近给定的目标。
(3) 性能分析和计算机仿真
上两步的结果是得到以差分或系统函数或冲激响应描述的滤波器。根据这个描述就可以分析其频率特性和相位特性,以验证设计结果是否满足指标要求;或者利用计算机仿真实现设计的滤波器,再分析滤波结果来判断。
2.2.1 滤波器的性能指标
我们在进行滤波器设计时,需要确定其性能指标。一般来说,滤波器的性能要求往往以频率响应的幅度特性的允许误差来表征。以低通滤波器特性为例,频率响应有通带、过渡带及阻带三个范围。
j,11,,,AHe,,,在通带内: ,,pc
j,HeAst,,,,,,在阻带中: ,,stc
,,AA其中为通带截止频率,为阻带截止频率,为通带误差, 为阻带误差。 cstpst
图2-6 低通滤波器频率响应幅度特性的容限图
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
与模拟滤波器类似,数字滤波器按频率特性划分为低通、高通、带通、带阻、
2,全通等类型,由于数字滤波器的频率响应是周期性的,周期为。各种理想数字滤波器的幅度频率响应如图所示。
图2-7 各种理想数字滤波器的幅度频率响应 2.2.2 IIR数字滤波器的设计方法
目前,IIR数字滤波器设计最通用的方法是借助于模拟滤波器的设计方法。模拟滤波器设计已经有了一套相当成熟的方法,它不但有完整的设计公式,而且还有较为完整的图表供查询,因此,充分利用这些已有的资源将会给数字滤波器的设计带来很大方便,IIR数字滤波器的设计步骤是:
(1)按一定规则将给出的数字滤波器的技术指标转换为模拟的技术指标。
Hs(2)根据转换后的技术指标设计模拟低通滤波器。 ,,
HsHz(3)在按一定规则将转换为。若所设计的数字滤波器是低通的,,,,,
那么上述设计工作可以结束,若所设计的是高通、带通或者带阻滤波器,那么还有步骤。
(4)将高通、带通或者带阻数字滤波器的技术指标先转化为低通滤波器的技
Hs术指标,然后按上述步骤(2)设计出模拟低通滤波器,再由冲击响应不变法或,,
HsHz双线性变换将转换为所需的。 ,,,,
2.2.3 FIR数字滤波器的设计方法
IIR滤波器的优点是可利用模拟滤波器设计的结果,缺点是相位是非线性的,若需要线性相位,则要用全通网络进行校正。FIR滤波器的优点是可方便地实现线性相位。
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
FIR滤波器单位冲激响应的特点: hn,,
其单位冲激响应是有限长,系统函数为: hn11,,,nN,,,,
N,1,n(2-12) Hzhnz()(),,n,0
在有限Z平面有(N-1)个零点,而它的(N-1)个极点均位于原点z=0处。
FIR滤波器线性相位的特点:
如果FIR滤波器的单位抽样响应为实数 hn,,
nN,,1/2 ,,
而且满足以下任一条件:
偶对称:hnhNn,,,1 奇对称:hnhNn,,,,1 ,,,,,,,,
其对称中心在nN,,1/2处,则滤波器具有准确的线性相位。 ,,
窗函数设计法
j,j,hn()一般是先给定所要求的理想滤波器频率响应He(),由He()导出,ddd
hn()我们知道理想滤波器的冲击响应是无限长的非因果序列,而我们要设计的是d
hn()hn()hn()是有限长的FIR滤波器,所以要用有限长序列来逼近无限长序列,ddd设:
,1jj,,(2-13) hnHeed,,()()dd,,,,2
hn()常用的方法是用有限长度的窗函数w(n)来截取 即: d
hnnhn()()(),,(2-14) d
这里窗函数就是矩形序列RN(n),加窗以后对理想低通滤波器的频率响应将产生什么样的影响呢?根据在时域是相乘关系,在频域则是卷积关系:
,,1jjj(),,,,,HeHeWed,, (2-15) ()()[]dR,,,,2
j,j,He() 其中,为矩形窗谱,是FIR滤波器频率响应. We,,R
j,H, 通过频域卷积过程看的幅度函数的起伏现象,可知,加窗处理后,He,,,,
对理想矩形的频率响应产生以下几点影响。
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
(1)使理想频率特性不连续点处边沿加宽,形成一个过渡带其宽度等于窗的频
频率采样法
窗函数设计法是从时域出发,把理想的用一定形状的窗函数截取成有限hn,,d
j,长的,来近似理想的,这样得到的频率响应逼近于所要求的理想hnhnHe,,,,,,d
j,的频率响应。 He,,
j,频率抽样法则是从频域出发,把给定的理想频率响应 加以等间隔抽样He,,得到,然后以此作为实际FIR滤波器的频率特性的抽样值,即 Hkhkhk,,,,,,dd
2,jw (2-16) HkHek,,()()|,ddN
知道Hk后,由DFT定义可唯一确定有限长序列hn,利用这N个频域抽样,,,,
值Hk同样利用频率内插公式可得FIR滤波器的系统函Hz,及频率响应 ,,,,
j,,即: He,,
频率抽样法内插公式:
,N1N,1(),zHkHz(), (2-17),,,k1NWz1,k,0N
频率抽样法小结
优点:可以在频域直接设计,并且适合于最优化设计。
2/,N2/,N,/N 缺点: 抽样频率只能等于的整数倍,或等于的整数倍加上。
,因而不能确保截止频率的自由取值,要想实现自由地选择截止频率,必须增加抽c
样点数N,但这又使计算量增大。
为了提高逼近质量,减少通带边缘由于抽样点的陡然变化而引起的起伏振荡。有目的地在理想频率响应的不连续点的边缘,加上一些过渡的抽样点,增加过渡带,减少起伏振荡。
2.3 本章小结
本章主要介绍了IIR滤波器和FIR滤波器的基本结构,性能指标、设计方法和各自的特点及优势。分析本次要讨论的问题,根据需要,从技术指标上来看两种均可实现;从实现设计方法来看,IIR较为合适;从完成设计所用的硬件成本来看,IIR更为适宜。这为后面的多相滤波器的设计和实现奠定了理论基础,使我们更方便更合理开展以后的论文写作和设计的实现。
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究 3 多相滤波器组的理论原理与设计
本章将重点介绍多相滤波器的理论和实现方法,同时也将就瞬时测频技术的相关应用展开讨论,来研究接收机。用数字方法实现滤波器组有两种方法,一种方法是若干个数字滤波器并行工作,构成数字滤波器组。另外一种方法是通过DFT实现滤波器组。这两种方法都可以实现信道划分的功能。首先介绍几个在多相滤波器组的理论阐述和推导过程中被反复提及的基本定理。
3.1 几个基本定理原理
3.1.1 采样定理
随着数字技术的迅速发展,模拟信号直接进行数字化处理的频率将越来越高。那么当对某一时间连续信号进行采样时,如何确定采样频率,才能根据这些采样值准确确定原信号,不至于产生信号的失真和混叠。
基本采样理论一Nyquist(奈奎斯特)采样定理
xt0,fNyquist采样定理:设有一个信号,其频带在范围内,如果以不小,,,,H
f2f,xt于的采样频率对进行等间隔采样,得到时间离散的采样信号,,SH
T,1/fXnXnT,0,f(其中,称为采样间隔),则原信号将被所得到的采,,,,,,sssH
xn样值完全地确定。 ,,
上述Nyquist采样定理的含义为:如果以不低于信号最高频率两倍的采样频率对带限信号进行采样,那么所得到的离散采样值就能准确地确定原信号。
采样定理的意义在于:时间上连续的模拟信号可以用时间上离散的采样值取代,这就是为模拟信号的数字化处理奠定了理论基础。
0,fNyquist采样理论只讨论了其频谱分布在上的基带信号的采样问题,如,,H
ff 果信号的频率分布在某一有限的频带上时,根据Nyquist采样定理,仍然可按,,LH
f2f,f的采样速率进行采样,但是当信号的最高频率远大于信号带宽B时,如果HSH
仍然按Nyquist采样定理进行采样的话,其采样频率会很高,以至于很难实现,或者后处理的速度也满足不了要求。由此产生了带通采样定理。
fxt带通采样定理:设一个频率带限信号,如果其采样速率 满足: ,,S
4f2()ff,oLH(3-1)f,,S2121nn,,
fB,2fffB,,,22式中,n 取能满足的最大整数 (0, 1, 2, …) ,则用 ,,,sHL
fxnTxt进行等间隔采样所得到的信号采样值能准确的确定原信号。,,,,sS
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
上述采样定理的适用前提条件是:只允许在其中的一个频带上存在信号,而不允许在不同的频带上同时存在信号,否则将引起混叠。
fB,2为了能使用最低采样速率即:,带通信号的中心频率必须满足 ,
21n,(3-2)fBffnB,,,,或(21)0LH2
即信号的最高频率加上最低频率是带宽的整数倍。
观察式可以发现,n的不同意味着不同的中心频率,使用同样一个采样频率,可以对不同的中心頻率的信号进行采样,带通采样定理适用的前提是:只允许在其中的一个频带上存在信号,不允许在其它频带上同时存在信号,否则将引起混叠。
带通采样定理意味着对于带通信号而言,可以用远低于两倍信号最高频率的釆样速率进行采样而无频谱混叠。带通采样大大降低了采样速率的理论值,使高速采样、处理成为可能。
3.1.2 抽取和内插
本小节简单地讨论抽取和内插,因为在设计滤波器组时要用到它们。数据的抽
xn取意味着在一组数据中用一个数据。比如说,如果数据为,这里n=0,1,2,3……,,,
x经过M倍抽取后的结果为 d
xxMn, (3-3) ,,d
xx00,式中,M为整数。换句话说,就是每个M个点选一个点。如果M=2,, ,,,,dxx12,xx24,,,……。这些结果见图3-1。图3.1(a)给出了原始数据,,,,,,,,,dd
图3.1(b)和(c)分别给出了抽取因子为2和3时的抽取结果。M倍抽取可以用
,M 来表示。
显然,抽取会损失信息。如果对某个信号以3GHz的速度采样,2倍抽取后等效于采样速率为1.5GHz。抽取因子为3,等效于采样速率为1GHz。
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(a)
(b)
图3-1 抽取举例
(a)输入数据;(b)2倍抽取后的数据;(c)3倍抽取后的数据
内插是在原始输入数据中加入数据。由于很难向原始数据加入信息,而只能加(c)
0。从数学上来说,如果对输入数据进行L倍内插,内插结果与输入信号有如下关系:
xxL/,, 若为整数n/Lxn,{,, (3-4) L0 若不为整数nL/
xx00,xx10,xx20,式中,L为整数。如果L=3,,,,,,,,,,,,,,,,LLLxx31,x40,,,……。图3.2给出了内插因子为2和3时的内插结果。正,,,,,,LL
如我们所预料的,内插不会给输入数据增加信息。内插可以用L,来表示。
(a)
(b)
(c)
图3-2 内插举例
(a)输入数据;(b)2倍抽取后的数据;(c)3倍抽取后的数据
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如果对输入数据进行L倍内插和L倍抽取,可以得到原始数据。其原因显而易见:通过内插在每个数据后加L-1个零,L倍抽取又去掉了这些零。但是,如果首先对数据进行M倍抽取,然后进行M倍内插,这种处理就不能得到原始数据。因为,抽取丢失了信息,而内插无法恢复丢失的信息。
3.1.3 Noble恒等式
Noble恒等式用来描述抽取器和内插器相对于滤波器组的位置。Noble恒等式表述的核心思想是:抽取器和内插器相对于滤波器的位置是可以调整的。
ymym,,,,Dxnxn,,,,HzHz,,,D,D,,
(a)
ymym,,,,Dxnxn,,,,HzHz,,,,,D,D
(b)
图3-3 Noble恒等式
Noble恒等式1见图3-3(a),其意思是在滤波器和抽取器的位置关系中,可以先进行线性滤波再进行抽取;也可以先进行抽取再滤波,只需将滤波器长度降低一个D因子。Noble恒等式2见图3-3(b),所描述的是在滤波器和抽取器的位置关系中,可以先内插后滤波,也可以先滤波器再内插,同样只需将滤波器长度降低一个D因子,抽取和滤波器的关系通常适用于分析滤波器组的研究。内插和滤波器组的关系则多见于综合滤波器组的研究。
Noble恒等式为多相滤波器组设计过程中“抽取器”,“内插器”位置的调整提供了理论依据。它们位置上的调整会带来滤波器的化简,当抽取器由滤波后改为滤波前,当内插器由滤波前改为滤波后,都会得到阶数降低了D倍的滤波器。 3.2 信道化滤波器组的数字实现方法
用数字方法实现滤波器组有两种方法,一种方法是若干个数字滤波器并行工作,构成数字滤波器组。另外一种方法是通过DFT实现信道化。这两种方法都可以实现信道划分的功能。
3.2.1 并联数字滤波器算法实现滤波器组的方法
数字滤波器组的方法通过将一些独立的数字滤波器并联实现信道化滤波,在结构上类似于传统的模拟滤波器组接收机,,所不同的是用数字滤波器取代模拟滤器。
20
基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
xn,,
Hz,,HHHH0012N,1
Hz,,1f
均匀滤波器的频率响应HHHH012N,1
Hz,,N,1f非均匀滤波器的频率响应
图3-4 通过并联数字滤波器的方法实现滤波器组
这种方法中各个滤波器的性能(如带宽,截止特性,带内的波动等等)可以获得较好的一致性并且对外界环境不敏感,这些性能是模拟滤波器组难以比拟的,
数字滤波器组中,我们可以发现各个滤波器将宽带信号变为窄带信号,这些滤波器起到了抗混叠的作用。利用3.1节中的带通采样定理,可以发现,对单个子信道采样的话,采样速率只需符合带通采样定理就可以,这就意味著,子信道中的数据在不损失信息的情况下可以丢弃一部分,即可以用抽取的方法降低各个子倍道数据的数据速率。
xnynyn,,,,,,00xn,,ym,,,D0HzHz,,,,00
ynyn,,,,11ym,,,D1HzHz,,,,11
yn,,yn,,N,1N,1ym,,N,1,DHzHz,,,,N,1N,1
图3-5 滤波器组在输出为带限信号的情况下的择速
由图3-5可以发现,滤波器组如果是均匀滤波器组的话,那么各个滤波器特性完全一样,所不同的是它们覆盖不同频率范围,根据这个特点,任意频率范围的子信道滤波器可以变为图3-6中的形式:
X(n)X(n)ynyn,,,,
HzHz,,,,n0
图3-6 信号的频谱搬移
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
图3-6中将信号进行频谱搬移到最低频率的范围,各个通道的频移通过乘以不同
-ni,n的 实现,然后都使用最低频的信道滤波器进行滤波。所以图3-5中右边结Hze,,0
构可以继续变为一种新的结构。
yn,,0ym,,,D0Hz,,0
-ni,1e
yn,,1xn,,ym,,,D1Hz,,0
-ni,n-1e
yn,,N,1ym,,N,1,DHz,,0
图3-7 调制滤波器组
该结构是数字滤波器组理论中的一个重要种类,我们通常把这类结构称之为调制滤波器组。这类滤波器组通过对信号搬移到零中频,相当于对原型滤波器进行频谱搬移而得到其他各个频率范围的滤波器,降低了滤波器组的设计难度。更重要的是这类滤波器组可以借助DFT或DCT实现,存在进一步改进的空间。
3.2.2 DFT算法实现滤波器组的方法
虽然上一节提到DFT,但这里所讨论的DFT是另外一种方式实现滤波器组。 DFT通常的作用是用于频谱分析。对一段数据进行DFT后得到了信号的电压频谱密度。通过比对各个频点的电平就可以对这段数据的各个频谱分量进行观察,这种方法得到的通常是频域信号。
而对一段长度的数据进N点DFT,我们对于DFT的每个输出可以得到如下的式子:
2,N,1,jkn()NXkxne()(), (3-5) kN,,0,1,,1?, n,0
xn可以看出,对序列作离散付里叶变换,相当于把这个序列通过一个FIR数字,,
a滤波器,其系数为: k
22,,,j()kn,j()knTNNTa,e,e k(3-6)
22
基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
2,,j()knn,N,1N这相当于使序列中的每个样本有相位滞后,最后在时刻把经xn,,
过相移的各个样本叠加起来,得出滤波器的输出,也就得出了序列中频xnyn,1,,,,k,ka率为的频谱分量的付里叶系数。取不同的值就可得不同的一组系数,分Xk,,k
k0,k,N,1N别对应于不同的滤波特性的数字滤波器。把取在区间,就可得个不
N同滤波特性的数字滤波器。因此,DFT相当于对实施个滤波器的滤波操作运算。 xn,,
下面讨论这种滤波器的时间特性和频率特性。由于离散付里叶变换式(3-5)中的可以看成是FIR滤波器的输入序列,则是这个滤波器的输出。该输出是输xnXk,,,,
h(n)入序列与滤波器的冲激响应序列的卷积结果,即
N,1
X(k),x(n)h(N,1,n),n,0 (3-7)而为 hn,,
2,,,j()(N,1,n)k,N[e], n0,1,2,...,N1 ,, h(n),,
(3-8),0, n0及nN,,,
N,1输入序列经过这样一个滤波器以后,在时间上的输出为: yN,1,,
N,1
y(N,1),x(n)h(N,1,n),kn,0
,x(0)h(N,1),x(1)h(N,2),x(2)h(N,3),?,x(N,1)h(0) kkkk
,2,22,,j()(N,1,N,1)k,j()(N,1,N,2)k,j()(N,1,N,3)kNNN,x(0)e,x(1)e,x(2)e
2,,j()(N,1,0)kN,?,x(N,1)e
,,22,j()k*1,j()k*2NN,x(0),x(1)e,x(2)e
22,,,j()k*(N,2),j()k*(N,1)NN,?,x(N,2)e,x(N,1)e (3-9)
N,1Xk由此可见滤波器在时刻的输出就是。 ,,
再来看一下这个滤波器的频率特性。对滤波器的冲激响应求Z变换式,然后使该
式在Z 平面的单位圆上求值,就可得出滤波器的频率特性。
hn对求Z变换可得 ,,k
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
N,1,n H(z),Z[h(n)],h(n)z,kkkn,0
,2N,1,j()(N,1,n)k,nN,ez ,n,0
,,22N,1,j()(N,1)k,j()k,n,nNN,e(e)z ,n,0
,2,jk,2,NNN,,j()(N1)k1,z(e)N (3-10) ,e2,jk,1N1,z(e)
在式(3-9)中,令zjff,exp2/,,便可以得到滤波器的幅频特性为: ,,s
,f2,NN,,jjk1[exp(2)][exp()]fNs Hf,|()|||,1,j,ffj,kN1[exp(2/)][exp(2/)]s
fkfk,,jN,,,jN,exp[()]exp[()]fNfNss ,||fkfkexp[,()exp[,()]j,,,j,fNfNss
fk,sinN(,)fNs (3-11) ||,fksin(),,fNs
f其中为采样频率,通过上述理论推导可以发现,DFT可以等效成一个由N个s
滤波器并联成的滤波器组。
xn,,
,1Nz
点,1Dz
F
T,1z
图3.8 逐点滑动DFT实现滤波器组
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
对DFT的输入端做逐级延迟抽头处理,则可以当滤波器组使用。DFT本身没有变化,只是对输入做了改变,则各个频点的输出为时域信号。
这种DFT优点是用一个DFT算法起到了整个滤波器组的作用,实现信道划分的功能,相对简单。但是缺点也很明显:频率特性不理想,过渡带和重叠区都较宽。 3.3 基于多相滤波器组的数字信道化
3.3.1 多相表示法
信号的多相表示在多抽样率信号处理中有着重要的作用。使用多相表示可在抽样率转换的过程中去掉许多不必要的计算,因而大大提高运算的速度。
对于任意一个系统的传输函数来说,同样可以完成相同的过程:给定序列hn,,,
,令n=0~,假定M=4有:
,n4812,,,,Hzhnzhhzhzhz,,,,,,,,,,,,,,04812n0,
,,,,15913 ++hzhzhzhz,,,,,15913
,,,,261014++hzhzhzhz,,,,,261014
,,,,371115++hzhzhzhz,,,,, 371115
04812,,, =,, zhhzhzhz,,,,,,,04812,, (3-12)
,,,,14812+,, zhhzhzhz+,,,,,,15913,,
,,,,24812,,+ zhhzhzhz+,,,,,,261014,,
,,,,34812,,+ zhhzhzhz+,,,,,,371115,, (3-13)
M,,1n,,,1MnQzzEz,HzzhMnz,,1 即 ,,,,,,,,,,lM1,in,,01
,,nEzhMnz,,1 记 ,,,,,l0n, (3-14)
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
M,1,lM 则 HzzEz,,,,,,ll,0 (3-15)
若再记 enhMn,,1,,,,l
为的多相分量,则 hn,,
,,nEez(z)(n),,ll,n0 (3-16)
E(z)式中,表示的多相分量。 en,,ll
这个过程的目的是为了在工程中实现高速处理,用低速的电路实现大数据的处理。因为有这个优势,所以人们常常在设计系统是寻找其多相表示方法。 3.3.2 基于多相滤波器组结构的数字信道化
上一小节式(3-16)所表达是一个滤波器的传输函数,也就是一个滤波器的多相
,jn,,jn,nnee分解过程。又有之前的内容通过引入实现信号的频谱搬移,若将引入到各个信道,就可得到k个信道的滤波器的多相分解形式:
DD,,11,,,,lMDkDlMD HZZWEZWZWEZ,,,,,,,,,,kDlDDlll,,00
D,,EZ,,0,,,1D,,ZEZ,,1,,,,,,1Dk,,2kk,2D,, (3-17) =1WWW…,,ZEZDDD,,2,,,,
?,,
,,,,,,1DDZEZ,,,,,1M,,
其中k=0,1,2,3,„„,D-1
将滤波器组整合在一起,就可以得到整个滤波器组多相分解后的传输函数。
D,,EZ,,01111?,,HZ,,,,,,0,,1D,,,,,D1,,,,12,,ZEZ,,WWW1?HZ,,1DDD,,1,,,,,,D21,,,,,,242D,,,HZ,, (3-18) ,,,1WWW?2ZEZ,,DDD2,,,,,,?,,?????,,?,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,DDDD12111,,HZ,,D1,,D,,D,,,11WWW?,,,,DDD,,ZEZ,,,,M1,,,
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
W从式可以看出,的矩阵可代表一个DFT,根据这个推理,可将调制滤波器组D
变为使用DFT的多相滤波器组。
xn,,Dym,,,D0EZ,,0
,1Dz
点Dym,,,D1EZ,,1D1,Fz
T
,1zDym,,,DD,1EZ,,D,1
图3-9 均匀DFT滤波器组的多相结构框图
上图中的抽取发生在滤波之后,即在硬件实现的时候,滤波器和DFT均要在高速下运行,限制该算法在高速情况下的使用,如果能将抽取放在滤波之前,那么滤波器将可以在抽取后的低速实现。使用Noble恒等式1,将抽取器的位置提前,则可以得到图3-10的结构。
xn,,EZ,,,D0ym,,0
,1Dz
点ym,,1,DEZ,,1D,1zF
T
,1zymEZ,,,,D,1D,1,D
图3-10 抽取器前移的均匀DFT滤波器组的多相结构
这一过程不但从速度角度提高了系统的工作頻率上限,而且可以发现各个滤波器的结构也被抽取,得以了简化,节省了资源,再通过FFT取代DFT运算,运算效率可以得到进一步提高。
通过与传统的信道化接收机结构的运算量做比较,可以发现多相滤波结构的信道化接收机可以大量节省资源:以接收机为例,设信道数为D,原型低通滤波器的阶数为N,所需的乘法运算量分别为:
传统的信道化接收机:
SDN,,,1 ,,1
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多相滤波结构的信道化接收机:
SDNDD,,,,/D/2log,,,,22
可以看出,多相滤波器组可以大量节省滤波器所消耗的乘法器资源。当原型滤波器阶数越多的时候,节省的数量越明显。
图3-11 D=8时两种方法实现滤波器组消耗乘法器对比
当D=8,N=96时,传统结构的信道化接收机运算量为776次,而多相滤波结构的信道化接收机运算量仅为108次,可见这种结构节省了大量资源,更利于硬件实现。
3.4 多相滤波器接收机的MATLAB仿真
研究了多相滤波器的理论基础,推导出了多相结构和数学模型,再用matlab对多相滤波器进行的仿真,就可以通过仿真图,验证设计的正确性。设多相滤波器的
680010,长度K=16,子信道的数目M=32,原滤波器的长度N=512,采样频率为Hz,
666fHz,10fHz,,30010fHz,,80010输入三个载波频率分别为、、、幅度为123666,6310,Hz110,Hz810,Hz1010,0.1,带宽分别为、、,采样时间为,输入的信
ZtAfBTtt,,,1.4cos2/,,ZtAfBTtt,,,2cos2/,,号分别是:、、,,,,111w222wZtAfBTtt,,,1.5cos2/,,。 ,,333w
仿真结果如下图所示:
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
图3-12(a) 3个混合信号的时域和频域的输入及输出
图3-12 (b) 16个信道的时域输出
图3-12(c) 16个信道的频域输出
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究
由图3-12 (a)所示,左边显示的是一个3输入的混合信号和3个单独的信号的时域输入(1个线性调频,1个单载频信号,还有1个线性调频信号,与第一个线性调频信号的带宽及中心频率值不一样),右边分别是对应时域的频域图。图3-12(b)所示的是,16个信道的时域输出,因为信号1(第一个线性调频信号)位于信道1,所以信道1有信号输出,信号2(单载频信号)位于信道6,所以信道6的信号输出如第二行的第二个图所示,信号3(第二个线性调频信号)位于信道14,所以信道14输出信号。图3-12(c)是对应信道的频域显示。
从上述仿真可以表明:多相滤波器组的设计思路和方法都是可行的,多信道化接收机确实可以同时接受多个信号的到达,然后通过多信道化分别接收到各个信号,解决了传统滤波器计算速度慢,窄带的,接受信号有缺失的缺点。 3.5 本章小结
3.1节主要讲多速率系统中的三个最基本概念,这三个概念在普通滤波器组结构向多相滤波器组结构的演化过程经常被应用。3.2节主要讨论数字信道化的滤波器组的两种常见实现方法,一种是并联一些滤波器实现滤波器组的方法,还有一种是通过傅立叶变换实现滤波器组的方法。 3.3节主要讨论工程实现时用到的多相的方法,并引入滤波器组中,结合Noble恒等式,完成多相滤波器组的数学推导和原理阐述。得到基于DFT的多相滤波器组的结构。分析了多相滤波器组的优点并与传统滤波器进行了比较,得出多相滤波器组可以大量节省滤波器所消耗的乘法器资源,3.4节主要进行了matlab仿真,对仿真结果进行了分析,验证了设计和理论的正确性。
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究 4 高效的数字信道化瞬时测频(IFM)接收机
4.1 一种数字信道化瞬时测频接收机方案
将数字瞬时测频(DIFM)技术应用到数字信道化接收机高效结构中,提出一种能分辨落入同一信道的两个同时到达信号的数字信道化IFM接收机方案,如图所示
xn,,xm',,0ym,,0DIFM0,Dhm',,0I,,m参i0,1,j2D,jm,0z2eee数Fym,,1hm',,,DDIFM11编,1zF,m,码i1j,,jm,12De2eym,,xm'T21D,,,器,,eD,1,1DIFM2hm',,,DzD,1D-1,mj,,,,jDm,21,,i(D1),2ee2De
图4-1 数字信道化IFM接收机高效结构(信道奇型排列,F=2)
-1的方案中采用信道奇型排列条件下的数字信道化高效结构,其原因是在图4
信道偶型排列的信道化结构中信道0可能输出实信号而不利于测量瞬时频率fm。并且,相邻信道的频谱按50,重叠使各信道的通带拼接后覆盖整个监视带,,,o
不存在接收盲区,如图4-2所示
j,He,,
2,
K
12403
,,OK
图4-2 方案中各信道的频响
fDIFM k 模块用只需消耗很少的硬件资源的相位差分法来测量数字信 道化x
fmfmfm结构的第k 个输出 的瞬时频率 [ 为归一化频率,,,,,,,mmm
fm,,0.5,0.5]( k =0,1,…, K ?1)][1]。 ,,,,m
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相邻信道频响50,重叠会使一个输入信号同时落在两个相邻信道上,而产生虚假信号。解决方法是通过参数编码器来判决输入信号所属的信道,并对信号进行频率估计,以得到信号的准确位置。本方案采用一种简单方法实现参数编码器的功能:使信道个数K与抽取因子D满足F = 2,K = 2D 的关系,则信道判决条件仅仅取决
avg于 对样本点数m 的多次随机实验均值 ,而不需要比较相邻信道的输fmf,,mk
出幅度。具体的过程如下:
(1) 信道判决
avgf,0.25当输入信号在信道k的DIFM值输出满足 的条件,信道判决认为该k
avgavg信号属于信道k。否则,若判定该信号属于信k-1;若判定该信号f,0f,0kk
属于信道k +1。
(2)频率估计
avgavg一个输入信号在2个相邻信道上的DIFM输出满足的关系,因此ff,,0.5,1kk
一个信号的瞬时频率值可以分别从相邻的2个信道中检测出。
本方案中当两个输入信号同时落在信道k 上,若两信号幅度差大于3 dB,DIFM k 只能捕获幅度较大信号的频率;若两信号的幅度相当,DIFM k 输出会产生误差。但是通过上述参数编码器,两信号准确的瞬时频率值仍可以在相邻的信道k-1ke k+1中分别检测到。
4.2 瞬时测频的仿真分析
对图4.1中的结构进行MATLAB仿真。设D = 5,K =10;原型低通FIR滤波器
,/10,/5的通带截止频率为,阻带起始频率为,阶数为80阶;两个同时输入且等
xnxn幅的实单频信号、,频率分别为32 MHz和38 MHz,输入采样速率为100 ,,,,12
MHz,样本点数为500,输入信噪比SNR?[10 dB,30 dB],随机实验100次,仿真结果图4-3所示。
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图4-3(a) 输入信号和信道的幅度频响
图4-3(b) 信道2,3,4 的DIFM 输出(SNR=20 dB)
图4-3(c) 两个信号的频率估计均方误差与SNR 的关系
xnxn由图4-3(a)知2个信号同时落入信道3,信号靠近信道2,靠近信道,,,,124。由图4-3(b)可知SNR=20 dB条件下这3个信道的DIFM输出情况。信道2显示
xnxn信号的频率,信道4显示信号的频率。信道3的DIFM输出有较大波动, ,,,,12
说明该信道存在2个信号。对信道2和信道4的DIFM输出分别求均值并由此得到
xnxnxnxn信道判决和频率估计的结果:信号、都属于信道3;、的估,,,,,,,,1212计频率分别为?0.149 98、0.149 97。由于数字信道化接收机各信道上的输出均是复
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究 基带信号,、 在信道3中的理论频率值分别为?0.15、0.15。将频率估xnxn,,,,12
计值与理论值比较可知此时的频率估计误差小于2‰。并且,由图4.3(c)可知,随着SNR的提高,频率估计值会逐渐逼近理论值,SNR=30 dB条件下的频率估计均方误差约为?80 dB,可见本方案中频率估计的精度较高。
从上述仿真结果表明:落入同一信道的2个同时到达信号可以被上述数字信道化IFM接收机分辨出,本方案可行。
本文的这种数字信道化IFM接收机方案结合了数字信道化接收机高效结构和相位差分瞬时测频方法,从而降低了系统复杂度,提高了实时处理能力,仿真结果表明该方案具有较好的信号检测能力。用现代技术来实现宽带数字化EW接收机的唯一实用方法是通过信道化技术,数字信道化IFM接收机是一种很有发展潜力的宽带侦察接收机。
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究 5 课题设计总结及展望
经历了课题调研、文献阅读、方案确定和实际的设计以及调试等阶段,初步完成了设计,本章对于课题的进展程度做一个小结。
课题设计过程中遇到了很多困难,错误的教训以及解决问题过程中获得的宝贵经验是课题组的重要收获。
课题的设计主要是解决处理同时到达的多个信号和系统带宽较宽的接收机问题。但是,现代电子战中系统带宽越来越宽,所以接收机的系统带宽在今后的研究过程中需要进一步拓宽。另外,多信号的问题相当复杂,该论文中只是解决了某些特殊情况的多信号问题,对于多信号的处理需要进一步研究。
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基于多相滤波器组及瞬时测频技术的高效宽带数字接收机研究 致谢
感谢西安邮电大学四年来对我的辛苦培育,让我在大学这四年来学到很东西,特别感谢通院为我们提供了良好的学习环境,感谢领导、老师们四年来对我无微不至的关怀和指导,让我得以在这四年中学到很多有用的知识。在此,我还要感谢在班里同学和朋友,感谢你们在我遇到困难的时候帮助我,给我支持和鼓励,感谢你们。
特别感谢我的指导老师常虹,在本次毕业设计中给予我悉心指导,从毕设开始到结束中过程遇到很多困难都是她给我鼓励与指引,使我能够克服重重困难,将设计做完成,在此谨向常虹老师致以诚挚的谢意和崇高的敬意。谢谢~
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参考文献
(1) (美)James Tsui著.杨小牛,陆安南,金飚 译.带宽数字接收机[M].电子工业出版社,2002.1-25.242-259.
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(3) Rabiner L R, Crochiere R E 著.多抽样率数字信号处理[M]. 酆广增 译. 北京: 人民邮电出版社, 1988. 322-344.
(4) 杨小牛, 楼才义, 徐建良.软件无线电原理与应用[M]. 北京: 电子工业出版社, 2001. 69-74.
(5) 杨静,吕幼新.高效数字信道化IFM接收机的研究[J].电子科技大学学报,第34卷,第4期,2005.
(6) 刘波,文忠,曾涯.MATLAB信号处理[M].电子工业出版社,2006.36-43 (7) 杜勇,路建功,李元洲.数字滤波器的MATLAB与FPGA实现[M].电子工业出版社,2012.229-234.
(8) 楼顺天,李博菡.基于MATLAB的系统分析与设计---信号处理[M].西安电子科技大学出版社,1998.20-35.
(9) 常虹龙H庆,牛新亮.高效的宽带数字信道化接收机设计.西安电子科技大学学报(自然 科学版)2010.6.
(10) 王宏伟,王玉军,鎗丹.一种宽带数字信道化接收机.西安电子科技大学学报(自然 科学版)2010.6.
(11)(美〉SanjHK.MHrat著.孙洪等译.数字信号处理[M].电子工业出版社,2006. (12) 基于多相滤波器组的电子侦察信号处理技术研究,西安电子科技大学硕士学位论文.2012.3.4
(13) 聂赛斓.数字化警告接收机.南京航空航天大学硕士学位论文.2007.11 (14) 吕幼新,郑立岗,王丽华.基于多相滤波器的宽带数字化接收机技术.电子科技大学学报.2003.32(2).
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Acknowledgements
My deepest gratitude goes first and foremost to Professor aaa , my supervisor, for her constant encouragement and guidance. She has walked me through all the stages of the writing of this thesis. Without her consistent and illuminating instruction, this thesis could not havereached its present form.
Second, I would like to express my heartfelt gratitude to Professor aaa, who led me into the world of translation. I am also greatly indebted to the professors and teachers at the Department of English: Professor dddd, Professor ssss, who have instructed and helped me a lot in the past two years.
Last my thanks would go to my beloved family for their loving considerations and great confidence in me all through these years. I also owe my sincere gratitude to my friends and my fellow classmates who gave me their help and time in listening to me and helping me work out my problems during the difficult course of the thesis.
My deepest gratitude goes first and foremost to Professor aaa , my supervisor, for her constant encouragement and guidance. She has walked me through all the stages of the writing of this thesis. Without her consistent and illuminating instruction, this thesis could not havereached its present form.
Second, I would like to express my heartfelt gratitude to Professor aaa, who led me into the world of translation. I am also greatly indebted to the professors and teachers at the Department of English: Professor dddd, Professor ssss, who have instructed and helped me a lot in the past two years.
Last my thanks would go to my beloved family for their loving considerations and great confidence in me all through these years. I also owe my sincere gratitude to my friends and my fellow classmates who gave me their help and time in listening to me and helping me work out my problems during the difficult course of the thesis.