一种低压低功耗带隙基准源设计(1)

一种低压低功耗带隙基准源设计(1) 一种低压低功耗带隙基准源设计(1) 第 卷 第 期 微 电 子 学 Vol. , No. 一种低压低功耗带隙基准源设计 彭何 王军 (西南科技大学 信息工程学院，绵阳621000) 摘 要: 基于中芯 国际130纳米COMS工艺，设计了一种新型带曲率补偿的低压低功耗带隙 基准电路。该电路根据MOS管亚阈值区固有指数关系去补偿晶体管基极 发射极电压的高阶温度特性，使得该带隙基准电路在只增加两股镜像电流 下，具有低功耗、和相对较低的温漂系数。spectre仿真明,温度在-20? ~80?范围内，温漂为1.3ppm/?。电源抑制比为60dB，输出基准电压为 0.585V，电源线性调整率为0.12,。整体电路功耗为820nW。 关键词: 带隙基准;压阈值;低功耗;低压 中图分类号:TP433 文献标识码: A Design of a low voltage and low power bandgap reference PengHe，WangJun (School of Information Engineering ,Southwest University of Science and Technology, Mianyang 621000, P. R. China) Abstract: Based on 130 nanometer COMS Technology of SMIC, A low voltage and low power consumption bandgap reference circuit with curvature compensation was designed. The circuit according to inherent exponential relationship of MOS subthreshold region compensates higher-order temperature characteristics of transistor base emitter voltage, making the bandgap reference circuit with low power consumption, and relatively low temperature coefficient by increased only two strands of current mirror. Spectre simulation show that the temperature is in the range of -20 to 80 , and the temperature drift is 1.3ppm/?. The power supply rejection ratio is 60dB, the output reference voltage is 0.585V, the power supply linear adjustment rate is 0.12%. The overall circuit power consumption is 820nW. Key words: band gap reference ;sub-threshold; low power consumption; low voltage 值电压NMOS管工作在亚阈值区作为补偿电路 使得带隙基准电路温漂进一步改善。 1 引 言 本章第2节主要介 绍一阶补偿低压带隙基准 电路的工作原理;第3节着重阐述MOS管处于随着可穿戴电子产品， 便携式充电电源的增压阈值区的电流模型，并利用泰勒展式高阶多， 对芯片的功耗和性能提出了更苛刻的要求[8]。温度补偿电路;第4、5节 基于130纳米COMS在模数转换器，线性稳压器等集成电路设计中，工艺 实现整体带隙基准电路与版图并给出仿真结低温度系数、低功耗带隙基准 源越来越重要。传果;第6节得出结论。 统低压带隙基准电路通过一阶 补偿得到的温漂系 数一般大于20ppm/?，不能满足高性能系统芯 片的要求。为了提升基准源的精度，文献[4]通过 增加一条支路消去VBE的高阶温度项，使温漂系数 降低到7ppm/?。文献[5]提出了一种基于MOS 管压阈值特性的曲率补偿低压带隙基准电路，使 基准温漂小于10ppm/?。本章采用厚栅、低阈2 一阶补偿基准电路原理 一阶补偿带隙基准电路将具有正温度系数的ΔVBE(两个双极晶体管的基极,发射极电压之 差)加权后与具有负温度系数的VBE(三极管的 收稿日期: ;定稿日期: 作者简介:彭何 (1991—)，男(汉族)，四川资阳人，硕士，研究方向为模拟集成电路设计。 彭何等;一种低压低功耗带隙基准源设计 基极,发射极电压)相加: Vref?VBE??1?VBE (1) 理论上得到与温度无关的带隙基准电压。 ?VBEVBE?(4?m)VT?Eg/q (2) ??TT Eg为硅的带隙能量,约等于1.12eV,VT为电压当量 约为26mV，由(2)可知基极—发射极电压的温度系数与该电压本身的大小有关,在常温下(T?300K)负温度系数变化量为-1.5mV/?。 ?V?KT BE?VBE1?VBE2 lnn (3) q q为电子电荷，K为玻尔兹曼常数，T为热力学温度，n为管子个数。 ??VBE?T?k q lnn?0.087lnn(mv/0k) (4) 可知正温度系数为一定值，与参考温度无关。通 过电路产生正温度系数的电压和负温度系数的电压，并使这两个电压加权后相加得到与温度无关的基准电压。 随着芯片集成度越来越高，供电电压越来越低，如图2为低压基准电路原理图[1]，运算放大器使A点和B点两端电压近似相等， 图1 低压带隙基准原理图 则通过电阻R1的电流为与绝对温度成正比的电流(PATA): I?1R(v1 BE1?vBE2)?RvTlnn (5) 11电阻R3与R2的取值相等，则流过电阻R3的电流 近似等于流过电阻R2的电流[4] IVBE13?I2? (6) R3 由图2知m3镜像m2的电流，从而输出电压为: Vout?vref? R4 vR3 RBE3? (7) RVTlnn) 31 3 曲率补偿带隙基准电路分析 传统低压带隙基准电路对负温度系数电压VBE进行了一阶补偿，但双极晶体管的基极发射极电压不仅包含温度的一次项还包含温度的高次项式。要得到更低的温度系数必须对基极发射极电压的高次项进行补偿[2].。 VT EB(T)?VBG(TR)? T[VBG(TR)?VEB(TR)]? R (8) (???)VTR Tln T TR为参考温度，一般为300K，VBG(TR)为在参考温度点的能带电压V(TR) VEB(TR)为参考温度下的基极 外推到T=0k时的能带电压，约为1.17V。 发射极电压，?为工艺相关的常数，典型值在2, 4之间，VT=KT/q，补偿是利用两个工作在亚阈值区NMOS管的VGS电压差产生一个近似等于VEB中关于温度的非线性电压，并把该电压与VEB相加，消去基极发射极电压的非线性项得到一个近似与温度成一次关系的电压。相似的补偿方法在文献[3][4]中已有提到。 2所示 图2 带曲率补偿的低压带隙基准 在与绝对温度成正比的电流产生电路中，N8，N9， 必须工作在亚阈值区。在高阶补偿电路中N0也工作在亚阈值区，且选用厚栅，低阈值电压的晶体管。供电电源为1.2V，出于对运算放大器的输出摆幅和增益的考虑采用二级运算放大器。运放的反向输入端和正向输 入端分别与A点，B点相连，使得两点的的电压相等。运算放大器的输出与N8，N9,N0的栅极相连。电阻R2将补偿后的电压转换为补偿电流，通过P8得到I2的镜像电流。同理，用P6得到I1的镜像电流。P4-P8的宽长比相等，为减小沟道长度调制效应对电流的影响，器件长度尽量大于2um。最终通过电阻R3把与绝对温度成正比的电流和补偿电流相加转换 彭何等;一种低压低功耗带隙基准源设计 得到与温度无关的基准电压。 由上面电路图和公式(3)可知与绝对温度成正比的电流I1为: I1? klnN (9) RT1q I0为与温度无关的电流则，补偿电流I2=I0-I1，在参考温度点处，与绝对温度成正比的电流与补偿电流相等。因为I0与温度无关可以得出: I2I2klnN0?1(TR)? (10) R1qTR MOS管亚阈值电流公式[3]: I2 W D?ucoxVLVGS?VTHT (11) mV)T 其中VGS小于阈值电压，m为亚阈值区的斜率参数，由电路图(2)中高阶补偿电路部分分析得出: VEB1?VGS8?VGS0?I2R2 (12) 由(11)(12)得出: I1I12?R[VEB1?mVTln ] (13) 2I2把(8)带入(13)中得到: I2? 1R{VT BG(TR)?[VBG(TR)?VEB(TR)]?2TR (14) [(??1)VTI2TlnRT?mVTln I]}1 由I2与温度的表达式可知高次项 IVT[(??1)lnTR?mlnI 22OH?I] (15) R2T1由泰勒展式: ln(1?z)?z?z2z3z4 2?3?4... (16) 所以当x趋近于1时，lnx?x?1 假设T的变化范围在参考温度左右即: TRI21 ( 17)T ?I?1 对于(15)变形可得:IVT?1)TR ?mI0?I 12OH?[(?1???m] (18) R2TI1 因为基准电流等于补偿电流和与绝对温度成正比 的电流之和。把(9)，(10)带入式(18)可得: IVTTR2OH?R[(??1?2m)?(??1?2m)](19) 2T m为晶体管亚阈值区斜率 参数，变化范围一般为 1.1-1.5。由上表达式可以得出，在近似满足T?TR 的条件下，补偿电流I2中与温度的高次项被补偿后，其值几乎为零。 所以由公式(14)得到: I2? 1R{VTT BG(R)?[VBG(TR)?VEB(TR)]}(20)2TR 由公式(9)，(20)可得: VR3ref? R{VTT BG(R)?[VBG(TR)?2TR (21) VR2klnn EB(TR)]? Rq T} 1要使得基准电压与温度无关，则需要上式中温度 的一次项为0。得出R1,R2的比值如下: R2q[VBG(TR)?VEB(TR)]16 R?lnnT? (22)1kRlnn 把(24)带入(23)最终得出: Vref? R3 RVBG(TR) (23) 2 4 整体电路设计与实现 加入启动电路如图3所示，R是一大电阻。当偏置电路处于零态平衡点时，P1和P1’导通，通过电流镜P1’会流过一个电流注入N8和N9的栅极，抬高其电压，促使偏置电路脱离零态平衡点。当偏置电流正常后，P0的电流会抬高P1和P1’的栅极电压，关断P1’，完成电路的启动。启动电路在电路正常工作后关断。 根据带曲率补偿带隙基准原理分析，以及需要输出的基准电压值，确定电阻比值以及三极管个数，基于中芯国际130纳米COMS工艺，搭建整体电路如下图所示: 图3 带隙基准电路 彭何等;一种低压低功耗带隙基准源设计 5 仿真结果与分析 运用spectre，在工艺角tt下，对理想电阻R1的阻值优化后，进行直流温度扫描仿真扫描温度范围为-20?到80?，得到补偿后的电流即P8的漏端电流和与绝对温度成正比的电流即P5的漏端电流如下: 1009590 CTAT A n/I8580IPTAT 757065 -10 10 20 3040 50 60 70 80 T/? 图4 电流温度曲线 由图得出补偿电流和与绝对温度成正比的电流的斜率的绝对值近似相等。当设定的扫描温度超出(-20 -80?)后，补偿电流温度曲线线性度变差，由公式(18)可知泰勒展式的假设不成，进而导致补偿电流的线性度变差，使得基准电压温度特性变差。 在三种典型工艺角(tt ,ff ,ss)下，对带隙基准电路进行温度扫描得到基准电压随温度的变化曲线如下: tt V m/V-20 -10 10 20 304050607080 T/? ff V m/V-10 10 20 30 40 50 60 70 80 T/? V ss m/V-20 -10 10 20 30 40 50 60 70 80 T/? 图5 温度扫描曲线 电源电压从0-2.5V线性变化，当电源电压达 到1.1V时，整体电路基本处于稳定工作状态，输出电压稳定为585.4mV， 电源线性调整率为0.12,。 700600500 V m/400V300200100 V/ V 图6 基准电压线性调整率 基准电路版图如图7所示，尺寸为:120μm×90μm。采用3层金属 布线，考虑匹配，N3、N4采用共质心布局，pnp2包围pnp1，大电阻分布 在两侧，电流从上至下。 图7 带隙基准电路版图 提出的带曲率补偿带隙基准电路与部分参考低压带隙基准源电路性能参数比较如下表: 表1 电路性能参数比较 文献 本文 文献6 文献7 文献8 工艺/nm 130 90 180 180 基准电压/V 0.585 0.6 0.59 0.7 温漂ppm/? 1.3 2.2 14.8 80 电源抑制比/dB 60 — 48 62 功耗/nW 820 — 68 1500 6 结 论 本文基于一阶补偿带隙基准电路，根据泰勒展式，分析MOS管亚阈值特性在一定温度范围内近似消除VBE高阶温度项，进而设计了一种带曲率补偿低压带隙基准电路。该带隙基准温漂为1.3ppm/?，电源在1.1,2.5V变化时，带隙基准电路输出电压平均值为585.4mV，电源线性调整率为0.12%。整体电路功耗820nW。spectre仿真结果表明该带隙基准电路性能良好，能在低功耗线性稳压器，模数，数模转换器芯片中作为应用。 参 考 文 献: [1] RAZAVI B. Disign of Anolog CMOS Integrated Cir cuit [M]. 西安: 西安交通大学,2003: 309-327. [2] YANNIS P. Accurate analysis of temperature effects in Ic-Vbe characteristics with application to bandgap reference sources [J]. IEEE J Sol Sta Circ, 1980, 15(6): 1076-1084. [3] LEE K K, LANDE T S, HAFLIGER P D. 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