传感器信号处理

nullnull第4章 传感器的信号处理与接口技术 4.1 传感器的信号预处理电路 4.2 传感器信号的放大电路 4.3 传感器的补偿与标度变换 4.4 传感器与微机的接口技术 4.5 抗干扰技术 思考与练习 null4.1 传感器的信号预处理电路 　　如图4-1所示， 传感器与微机的接口电路主要由信号预处理电路、 数据采集系统和计算机接口电路组成。 其中， 预处理电路把传感器输出的非电压量转换成具有一定幅值的电压量； 数据采集系统把模拟电压量转换成数字量； 计算机接口电路把A/D转换后的数字信号送入计算机， 并把计算机发出的控制信号送至输入接口的各功能部件； 计算机还可通过其他接口把信息数据送往显示器、 控制器、 打印机等等。 由于信号预处理电路随被测量和传感器而不同， 因此传感器的信号处理技术则是构成不同系统的关键。 null图4-1 传感器与微机的接口框图 null　　由于待检测的非电量种类繁多， 传感器的工作原理也各不相同， 因此待检测物理量作用于传感器后， 传感器输出的相应信号种类亦各式各样。 前面所学知识， 可将传感器按下列方式分类。 nullnull4.1.1 开关式输出信号的预处理 　　如图4-2(a)所示， 在输入传感器的物理量小于某阈值的范围内，传感器处于“关”的状态，而当输入量大于该阈值时， 传感器处于“开”的状态，这类传感器称为开/关式传感器。实际上，由于输入信号总存在噪声叠加成分，使传感器不能在阈值点准确地发生跃变， 如图4-2(b)所示。另外，无接触式传感器的输出也不是理想的开关特性， 而是具有一定的线性过渡。 因此， 为了消除噪声及改善特性，常接入具有迟滞特性的电路， 称为鉴别器或称脉冲整形电路，多使用施密特触发器，如图4-2(c)所示。 经处理后的特性如图4-2（d）所示。 null图4-2 开关量传感器特性示意图及处理 （a） 理想特性； （b） 实际特性； （c） 处理方案； （d） 处理后特性 null4.1.2 模拟脉冲式输出信号的预处理 　　1. 峰值脉冲式传感器信号处理 　　不少传感器在受输入冲击时，其输出信号呈指数性衰减， 若直接进行A/D转换， 必将导致错误的结果。 因此， 在传感器后面接脉冲限幅电路，使输出变成窄脉冲，方可采用脉冲峰值保持电路将脉冲扩展， 以便进行A/D转换。如图4-3所示， US为峰值脉冲式传感器输出信号波形，UC为限幅后的波形， UH为经峰值保持电路后的波形。 null图4-3 脉冲峰值信号变换null　　2. 脉冲宽度式和脉冲间隔式信号的处理方法 　　脉宽式传感器输出脉冲的宽度受被测物理量调制，与被测量大小成正比， 例如采用脉冲调宽电路的电容传感器的输出信号。 脉冲间隔式传感器在受到一次输入作用时，便产生两个脉冲，两个脉冲的时间间隔与被测物理量成正比，例如应变式扭矩传感器，超声波测距等。这两类信号都是时间间隔信号， 在时间间隔大于微秒级时，可将其作为门控信号，用数字计数器计数。 另一种方法是利用时间／峰值转换电路(TAC)将时间间隔转换成电压峰值， 再进行A/D转换， 其原理如图4-4所示。 null图4-4 时间间隔信号处理null4.1.3 模拟连续式输出信号的预处理 　　模拟连续式传感器的输出参量可以归纳为五种形式： 电压、 电流、 电阻、 电容和电感。 这些参量必须先转换成电压量信号， 然后进行放大及带宽处理才能进行A/D转换。 它们的预处理一般体系可用图4-5表示。可见， 数字万用表已包括了预处理、 数据采样与A/D转换等全部功能电路。 null图4-5 模拟连续输出预处理的一般体系 null　　1. 电流/电压转换电路 　　用一只电阻可构成简单的电流/电压转换电路。 在要求较高的场合，可采用图4-6（a）所示的I/U转换电路。 该电路输入阻抗Ri≈n×10 mΩ，输出电压Uo＝IiRS，RS＞10 MΩ，电路输出电阻Ro一般小于1 kΩ。 null　　I/U转换电路也可由运算放大器组成，如图4-6（b）所示。 电路的输出电压Uo=-IsRf。 一般Rf比较大，若传感器内部电容量较大时容易振荡， 需要消振电容Cf。Cf的大小随Rf用实验方法确定。 因此该电路不适用于高频。电路利用运算放大器“虚短”的原理， 若与光电池直接相接，可获得光电池的短路电流输出特性。 但是， 当运算放大器直接接到高阻抗的传感器时， 需要加保护电路。 当信号较大时， 可在运算放大器输入端用正、 反向并联的二极管保护；当信号较小时，可在运算放大器输入端串联100 kΩ的电阻保护。 null图4-6 电流/电压转换电路 （a）I/U转换器； （b） 采用运放的I/U转换电路 null　　2. 模拟频率式输出信号的预处理 　　模拟频率式输出信号，一种方法是直接通过数字式频率计变为数字信号； 另一种方法是用频率/电压变换器变为模拟电压信号， 再进行A/D转换。 频率/电压变换器的原理如图4-7所示。 通常可直接选用LM2907/LM2917等单片集成频率/电压变换器。 null图4-7 频率/电压变换器原理框图 null　　3. 数字式输出信号的预处理 　　数字式输出信号分为数字脉冲式信号和数字编码式信号。 数字脉冲式输出信号可直接将输出脉冲经整形电路后接至数字计数器，得到数字信号。数字编码式输出信号通常采用格雷码而不用8421二进制码，以避免在两种码数交界处产生计数错误。 因此，需要将格雷码转换成二进制或二—十进制码。  　　传感器信号的预处理应根据传感器输出信号的特点及后续检测电路对信号的要求选择不同的电路。 null4.2 传感器信号的放大电路4.2.1 测量放大器 　　测量放大器又叫仪表放大器（简称IA）。它不仅能满足上述要求，而且具有精确的增益标定，因此又称数据放大器。 　　1. 通用IA 　　通用IA由三个运算放大器A1、A2、A3组成，如图12-8所示。 其中，A1和A2组成具有对称结构的差动输入／输出级，差模增益为1+2R1/RG，而共模增益仅为1。A3将A1、A2的差动输出信号转换为单端输出信号。 A3的共模抑制精度取决于四个电阻R的匹配精度。 通用IA的电压放大倍数为 （4-1） null图4-8 通用IA的结构null　　2. 增益调控IA 　　在多通道数据采集系统中，为了节约费用，多种传感器共用一个IA。当切换通道时，必须迅速调整IA的增益，称增益调控IA。在模拟非线性校正中也要使用增益调控IA。增益调控IA分为自动增益IA和程控增益IA两大类。  　　自动增益IA基本工作过程如图4-9（a）所示。 它先对信号作试探放大、 将放大信号送至ADC， 使其转换成数字信号， 再经逻辑电路判断， 送至译码驱动装置， 用以调整IA的增益。 这种方法工作速度较慢， 不适用于高速系统。 null图4-9 增益调控IA （a） 自动增益IA； （b） 程控IA null　　3. IA的技术指标 　　测量放大器最重要的技术指标有： 非线性度、 偏置漂移、 建立时间以及共模抑制比等， 这些指标均为放大器增益的函数。 　　（1） 非线性度： 它的定义为放大器输出、 输入实际特性曲线与理想特性曲线（直线）的相对偏差。 在增益G=1时，一个12位（bit）系统的非线性度若为±0.025％， 则在G＝500时， 其非线性度可达±0.1%， 相当于系统精度降低到10倍以下。 null　　（2） 偏置漂移：它是指工作温度变化1℃时， 相应的直流偏置变化量。一个放大器的分辨率主要被直流偏置的不可预料性所限制。 放大器的偏置漂移一般为1～50 μV/℃，也与增益G有关。如一个有2 μV/℃漂移的放大器，当G=1000、Δt=10℃时， 其输出端将产生20 mV的偏置电压。这个数字相当于12位ADC在输入范围为0～10 V时的八个LSB值。值得注意的是，一般厂家只给出典型值，而最大值可以是典型值的3～4倍。  　　（3） 建立时间： 放大器的建立时间定义为从输入阶跃信号起，到输出电压达到满足给定误差（典型值为±0.01％）的稳定值为止所需用的时间。 一般IA的增益G＞200，精度约为±0.01％， 建立时间约为50～100 μs， 而高增益IA在同样精度下的建立时间可达350 μs。因此，在数据采集系统中决定信号传输能力的往往是IA而不是ADC。 null　　（4） 恢复时间：放大器的恢复时间是指从断掉输入IA的过载信号起，到IA的输出信号恢复至稳定值时（与输入信号相应）的时间。  　　（5） 共模抑制比： IA的共模抑制比定义为差模电压放大倍数Ad与共模电压放大倍数Ac比值的对数单位，即 （4-2） null表4-1 IA的CMR要求值(dB) null4.2.2 集成仪表放大电路介绍 　　可以用作仪表放大器的集成电路有： 集成运算放大器OP07， 斩波自动稳零集成运算放大器7650， 集成仪表放大器AD522， 集成变送器WS112、 XTR101， TD系列变压器耦合隔离放大器， ISO100等光耦合隔离放大器， ISO102等电容耦合隔离放大器， PG系列程控放大器， 2B30/2B31电阻信号适配器等。 具体内容可参考相关资料。 null4.3 传感器的补偿与标度变换 4.3.1 传感器的温度补偿 　　1. 温度补偿原理 　　设被测物理量为x，环境温度为T，则线性传感器的特性可表示为 y=f（x，T）=A0（T）+A1（T）x（4-3） 式中，A0为传感器的输出零点; A1为传感器的灵敏度。它们都随环境温度T变化。 null因此， 传感器的温度灵敏度可表示为 （4-4） 可见，对传感器进行温度补偿就是使ST≈0，包括对传感器零点温度漂移的补偿和对传感器灵敏度的温度补偿。 null　　2. 常用温度补偿方法 　　1） 自补偿法 　　自补偿法就是利用传感器本身的一些特殊结构来满足温度补偿条件。 例如组合式温度自补偿应变片， 用两种具有正、 负电阻温度特性的电阻丝栅串联制成一个应变片， 只要使两段丝栅的电阻随温度变化的增量相等， 便可实现温度补偿。 null　　2） 并联式温度补偿法 　　并联式温度补偿法就是人为地附加一个温度补偿环节，该补偿环节与被补偿环节并行相连， 使补偿后的合成输出基本不随温度而变化。如图4-10所示为并联式温度补偿原理框图。 图中，yA为待补偿环节特性，yB为补偿环节特性，只要满足dB0（T）/dT≈dA0（T）/dT、dB1（T）/dT≈dA1（T）/dT、B1（T）≈A1（T）， 理论上就可以实现温度补偿。 但实际上并联式温度补偿只能做到近似补偿， 即在两点或三点是全补偿， 而其他点不是“过补偿”就是“欠补偿”。 应用并联式温度补偿法的实例如图9-4所示的热电偶的冷端温度补偿器及直流放大器的差动输入等。 可证明热电偶的冷端温度补偿器的补偿条件为 null（12-5） 　　国产热电偶的冷端温度补偿器电桥电源E=4 V，电桥在20℃时调平衡， 补偿范围有0～50℃和0～10℃两种。 null图4-10 并联式温度补偿原理框图 null　　3） 电桥温度补偿法 　　以应变式传感器电桥为例，如图3-6所示的不平衡电桥电路，令式（3-7）等于0并除以ΔT，可得其温度补偿条件的表达式为 (12-6） 式中，α1、α3、α2、α4分别为R1、R2、R3、R4的电阻温度系数。 null　　（1） 全桥的温度补偿：如图3-6（c）所示，四个桥臂电阻为相同的电阻应变片即可实现温度补偿。  　　（2） 半桥的温度补偿：  　　① 单臂电桥的温度补偿： 如图3-6（a）所示的单臂电桥， 按如图4-11（a）所示选择R1和R2为同样的电阻应变片，将R1粘贴在弹性敏感元件上，R2粘贴在附近非应变部位；R3和R4用电阻温度系数很小的锰铜丝绕制， 即可实现温度补偿。 null图4-11 电阻应变片的设置 (a) 温度补偿应变结构； (b) 差动补偿应变结构 null　　② 双臂电桥的温度补偿： 如图3-6（b）所示的双臂电桥， 按如图12-11（b）所示选择R1和R2为同样的电阻应变片，粘贴在弹性敏感元件上，构成差动电桥；R3和R4用电阻温度系数很小的锰铜丝绕制，即可实现温度补偿。  　　由于相邻桥臂间具有温度补偿作用， 所以在热电阻测温电桥中， 采用三线制或四线制接法来消除引线电阻随环境温度变化造成的测量误差。 null图12-12 灵敏度补偿 null　　4） 热敏电阻补偿法 　　在测量电路中用热敏电阻可以实现传感器的灵敏度温度补偿和输出零点温度漂移补偿。  　　（1） 灵敏度温度补偿：其原理是在规定的温度范围内保证传感器的灵敏度稳定，而不要求每个电阻应变片与温度无关。 如图12-12所示， 电桥灵敏度温度补偿的方法是在电桥电源对角线上串接热敏电阻Rt，补偿用热敏电阻Rt的阻值可用下式求出： （12-7） null　　（2） 零电平温度补偿：根据传感器的类型和结构，可采用不同的方法稳定其零点。对于测量电桥，一种十分有效的零电平温度补偿方法是在一个桥臂上引入热敏电阻。虽然每个桥臂电阻都随温度变化， 但所有桥臂电阻的总变化可以用某个桥臂电阻Ri的等效变化来代替。 补偿用热敏电阻Rt的阻值可用下式求出， 即 （12-8） 式中，“-”号表示电桥的电阻温度系数αR和补偿电阻的温度系数αθ符号应相反。 必须强调，电桥电阻的温度系数不同于一个桥臂的电阻温度系数， 它是表征电阻随测量电路所有桥臂的温度变化而变化的特性。 nullαR可用下式求出： （12-9） 式中，n=R1/R2为两相邻桥臂的电阻比； Ui为电桥的电源电压； Uo1、Uo2分别为在温度T1、T2时测得的传感器输出电压。 null　　5） 反馈式温度补偿法 　　反馈式温度补偿就是应用负反馈原理，通过自动调整过程， 保持传感器的零点和灵敏度不随环境温度而变化。如图12-13所示为反馈式温度补偿的原理框图。 图中，B0和B1是检测环节， 检测测量电路（或仪表）的零点A0(T)和灵敏度A1(T)；C0和C1是信号变换环节； Ur0和Ur1是恒定的参考电压， K0和K1是电子放大器；D0和D1是执行环节； y=f(x，T，x0，x1)是仪表被补偿部分特性。 null图12-13 反馈式温度补偿原理框图 null　　由图可见，反馈式温度补偿的关键问题有两个：  　　（1） 如何将传感器测量电路(或仪表)的输出零点A0(T)和灵敏度A1(T)通过B0和B1检测出来，并经C0和C1转换为电压信号Uf0和Uf1。  　　（2） 如何将K0和K1的输出电压通过D0和D1产生控制信号去自动改变A0(T)和A1(T)，以达到自动补偿环境温度T对A0(T)和A1(T)的影响。  　　在采用反馈式温度补偿时， 应首先通过理论分析找出测量电路(或仪表)的刻度方程表达式，进而通过刻度方程分析找出反映A0(T)和A1(T)值变化的参数， 最后确定控制A0(T)和A1(T)的方法。 null　　如图12-14所示为差动变压器式传感器的反馈温度补偿原理电路图。由图可见，检测灵敏度S的方法是通过在差动变压器二次侧增加两个绕组Ⅰ′和Ⅱ′。 Ⅰ与Ⅰ′绕组、 Ⅱ与Ⅱ′绕组采用双线并绕而成， 但是Ⅰ′与Ⅱ′绕组之间不是采用“差接”， 而是采用“和接”方式。 这样(Ⅰ′+Ⅱ′)绕组的“和接”电压经整流滤波后所取出的信号Uf显然正比于ΔU， 即Uf正比于灵敏度S。 null图12-14 差动变压器式传感器的反馈温度补偿原理电路图 null4.3.2 传感器的非线性补偿 　　非线性补偿也叫非线性校正， 或线性化。 多数传感器都具有非线性特性， 它既不利于读数和测量结果的分析处理， 而且是产生测量误差的主要原因之一。 因此， 为了减小或消除非线性误差， 必须进行非线性补偿。 目前， 实现非线性特性补偿的方法很多， 典型的补偿原理可分为开环式、 闭环式和增益控制式三种。 这些补偿方法都是要求在测量回路中加入某个线性化器， 利用线性化器的非线性函数去补偿传感器的非线性特性。 例如， 对于常用的线性化器可以用硬件电路构成， 也可以用计算机软件构成。 null　　常见的传感器非线性特性可分为两种类型：指数型曲线和有理代数型曲线。  　　指数曲线型非线性特性的输出量y和输入量x的关系可表示为 y=aebx+c （4-10） 式中， a、b、c为常数。 例如热敏电阻传感器、 射线测厚仪等， 其特性属于这种类型。它们可以用对数函数的线性化器进行补偿。 null有理代数曲线型非线性特性的输出量y和输入量x关系可表示为 y=a0+a1x+a2x2+…+anxn （4-11） 式中，a0、a1…an为常数。 这类传感器特性可以用连续拟合或分段拟合的线性化器进行校正。 null1. 硬件法非线性补偿 　　1） 非线性函数放大器 　　非线性函数放大器是一种增益与输入信号成某种函数关系的特殊放大电路。 它通过分段直线逼近的方法来实现传感器非线性特性的线性化， 即用一段直线来代替一段曲线， 分段越多， 折线越逼近实际的非线性曲线， 分段数目由精度决定。 因此， 非线性函数放大器实质上是分段线性函数放大器。 null　　（1） 精密渐减函数放大器。 如图4-15（a）所示为一种精密渐减函数放大器的电路，它能抑制二极管正向压降UD受环境温度变化对转折点电压产生的影响。 该电路由反相放大器A0、求和放大器A3和转折点电路A1、A2…An（需要n个转折点就需n个运放电路）组成。 图中，Rf1=R01，输入信号Ui经A0后得-Ui。 只要使R11/R12＜R21/R22＜…＜Rn1/Rn2，即可保证各转折点斜率逐步下降， 实现渐减特性。 图12-15(b)为输入/输出电压波形。 现以两个转折点为例， 说明电路的工作原理。 null　　当0≤Ui ＜(R11/R12)UR时，转折点电路中的二极管都不导通， 输出电压为 　（4-12） 直线斜率为 （4-13） 　　当(R11/R12)UR≤Ui ＜(R12/R22)UR时，VD12导通，VD11及其余二极管都不导通， 输出电压为 （4-14） null直线斜率为 （4-15） 　　依此类推，下一个转折点是当Ui ≥(R21/R22)UR时，VD12、 VD22导通，其余二极管都不导通，输出电压为 （4-16） 直线斜率为 （4-17） null　　（2） 渐增函数放大器：利用随输出（或输入）信号的增加而逐个导通的二极管去减小运放输入回路电阻的方法， 可实现渐增函数放大器。 实际应用的精密渐增函数放大器如图4-16所示。与图4-15相比，它仅仅是改变了输入电压和二极管的极性，在运算放大器A中实现依次相加运算，从而得到增益渐增的函数关系。 null图4-15 精密渐增函数放大器null图4-16 精密渐增函数放大器 （a） 电路； （b） 输入/输出电压波形 null用与精密渐减函数放大器同样的分析方法可得 （4-18） null　　2） 多功能转换器 　　多功能转换器是一种独立的模拟电路，只要对其外部引脚作适当的编程， 就能产生多种复杂的非线性函数，因而可将多功能转换器作为传感器的线性化电路，如4302、4303等。 　　（1） 电路原理： 多功能转换器由对数、反对数、对数比值放大器组成。 其内电路如图4-17所示。该组件有X、Y、Z三个独立的输入端， 其值可以是0～10 V之间的任意值。下面分析其输入-输出关系。 null图4-17 多功能转换器框图 null　　对数比值电路的输出为lg(UX/UZ)=lgUX-lgUZ。该信号在mb引脚输出。 将该信号送到求和电路的反相输入端mc，并附加若干增益m，则求和电路的输出为 此信号再经反对数放大器处理， 得组件的输出 （4-19） 式中，m为指数，其值可以在0.2～5之间变化。 null　　如图4-18所示的是多功能电路的指数选择方法。电阻R1和R2构成分压器，若m＜1，则对数比值输出直接由R1和R2进行衰减; 若m＞1，则由R1和R2决定对数比值放大器的增益。 图4-18 多功能转换器的指数选择 null　　（2） 多功能转换器的基本应用：从式(4-19)可见，多功能转换器可实现指数运算，且指数m可在0.2～5之间连续变化。 这种非整数指数的传输特性能够拟合类似(1/UX)m、UZm之类的校正函数， 从而实现传感器特性的线性化。  　　下面以半导体气敏元件为例说明4302型多功能组件的应用。 　　已知气敏元件的输出电压U与待测气体浓度φ之间有如下非线性关系 (4-20) null　　式中，c、n是由气敏元件、 测量气体种类及测试条件决定的常数。 因n＜1， 故上式为开方关系。 根据开环式非线性补偿原理， 传感器应后接具有乘方关系的线性化器。具有乘方关系的电路一般可用对数、 反对数器组合实现，但若用多功能组件， 则具有结构简单、 调试方便的优点，如图12-19所示。由图可见，UZ=U，UX＝1 V，调节电位器RP2使m＝1/n，则由式(12-19)可得 Uo=UYUm=UY（cφn）m=UYCmφ=Sφ (12-21) 式中，S＝UYCm为测量灵敏度， 调节电位器RP1可改变UY值， 进而改变S值。 null图12-19 气敏元件线性化电路 null　　（3） 多功能转换器的扩展应用： 多功能转换器除了直接应用外， 还能与运算放大器组合， 扩展出许多其他非线性传输函数。 其中有些函数能对常见的弓形或S形非线性曲线进行校正。  　　① 下凸响应电路： 如图12-20所示的电路可产生具有下凸特性的二项幂级数展开式。 下凸响应电路的输出为 （12-22） 取图中所示的元件参数，则Uo=0.5Ui+(Ui/4)m。 null图12-20 下凸响应电路 null　　② 上凸响应电路：要对下凸曲线进行补偿， 就需用上凸曲线。 如图12-21所示，将转换器与差分放大器组合即可获得具有上凸特性的二项幂级数展开式。上凸响应电路的输出为 （12-23） 将图中所示参数代入上式，可得Uo=1.1［Ui-(Ui/6.3)m］。 null图12-21 上凸响应电路 null　　③ S形曲线校正电路：另一种常见的非线性曲线是S形， 交替地向一直线的两边畸变。 要获得适当的校正曲线，就要把运算放大器置于多功能转换器的反馈回路中，如图12-22所示， 该组合电路的输出为 　　（12-24） 将图中所示参数代入上式可得： null图12-22 S形或压缩扩展响应电路 null　　2. 软件法非线性补偿 　　1） 校正函数法 　　所谓校正函数法，实质是采用开环式非线性补偿原理。 如果传感器的非线性特性是已知的，则可以利用相应的校正函数进行补偿。 将传感器输出的模拟电压信号， 经过放大和A/D转换后送往计算机，计算机按校正函数进行运算，则结果便与被测参数成线性关系。 null　　2） 查表法 　　查表法就是把事先计算好的校正值按一定顺序制成表格， 然后利用查表程序根据被测量的大小查出校正后的结果。 该方法的优点是速度快， 精度高， 也最为简单， 但需占用较多的内存以储存大量的数据。  　　查表程序与制表的方法有关。 当表格的排列是任意的， 无一定规律或表格较短时， 可采用顺序查表法； 当表格的排列有一定规律， 如它满足从大到小(或从小到大)时， 则可采用计算查表法或对分搜索查表法。 null　　3） 线性插值法 　　在智能仪器中更常用的是线性插值法。如图12-23所示为用线性插值法对热电偶进行非线性补偿的示意图。图中x代表热电偶输出电压，y代表被测温度。  　　首先将传感器的非线性曲线y＝f(x)按精度要求分成n段， 当n足够大时， 每一小段均可看成是直线， 则可用n段折线代替y＝f(x)， 然后将分段基点xi，yi值(i＝1，2，…，n)标出，排列成表格， 如表12-2所示。 分段数越多， 精度越高，但占内存也多， 计算时间也长，一般分为10段即可。 null图12-23 分段线性插值法 null表12-2 线性插值数据表null　　由于各段均用直线代替曲线，因此微型机很容易根据采样值x的大小进行查表搜索。首先找出采样值所在的区段， 然后利用线性插补公式算出所对应的y值。  　　设x在xi与xi-1之间，则插补公式为 　y=yi-1+Ki-1（x-xi-1） （12-25） null图12-24 线性插值法计算流程图 null　　4） 二次抛物线插值法 　　线性插值法仅仅利用两个结点上的信息，精度较低，仅适用于输入/输出特性曲线弯度不大的场合， 如热电偶特性， 差压式流量计特性等。 对于弯曲很大的特性曲线， 用线性插值法必将带来很大的误差Δy，如图12-25所示。 若增加分段的数目， 虽然可减少误差， 但占用很多内存单元， 且计算速度也减慢。 采用二次抛物线插值法即可解决这一矛盾。 null图12-25 线性插值误差 null图12-26 二次值法 null　　抛物线插值法的基本原理是通过特性曲线上的三个点作一抛物线，用它代替曲线。 如图12-26所示，有一特性曲线y＝f(x)，用抛物线来逼近它， 抛物线方程为三元一次方程， 其一般形式为 y=k0+k1x+k2x2 （12-26） 式中，k0、k1、 k2为待定系数， 由曲线y＝f(x)的三个点A、 B、C的三元一次方程组联解求得。 为了使计算简便， 采用另外一种形式： y=m0+m1(x-x0)+m2(x-x1) (12-27) 式中，m0、m1、m2为待定系数，由A、B、C三点的值决定。 null当x=x0，y=y0时，有y0=m0； 当x=x1， y=y1时，有y1=m0+m1（x-x0），得 （12-28） 当x=x2，y=y2时，有 ， 得 （12-29) null12.3.3 传感器的标度变换 　　在多路数据采集系统中，各种被测量都有着不同的量纲和数值。如用热电偶测温，温度单位为℃，但不同热电偶输出电势不同，分度号为S热电偶在1600℃时为16.716 mV，分度号为K热电偶在1200℃时为48.087 mV；又如测量压力的弹性元件——膜片、 膜盒以及弹簧管等，其压力范围从正负几帕到几十甚至几百兆帕。这些量纲不同、满度电压值也不同的信号经变送器转换成0～5 V的信号，又经A/D转换成00～FFH(8位)的数字量，同样的数字往往代表着不同的被测量。为了进行显示、 记录、打印及报警等，必须把这些数字量转换成与被测量相应的量纲，这就是标度变换。对一般线性仪表，标度变换公式为 null（12-30） 式中，A0为一次测量仪表的下限，Am为一次测量仪表的上限，Ax为实际测量值，N0为仪表下限所对应的数字量，Nm为仪表上限所对应的数字量，Nx为测量值所对应的数字量。  　　设计专门的子程序， 把各个不同参数所对应的A0、Am、 N0、Nm存放在存储器中， 然后当某一个参量需要进行标度变换时， 只要调用标度变换子程序即可。 null12.4 传感器与微机的接口技术 12.4.1 数据采集的概念 　　1. 数据采集系统的配置 　　典型的数据采集系统由传感器（T）、放大器（IA）、 模拟多路开关（MUX）、 采样保持器（SHA）、 A/D转换器、 计算机（MPS）或数字逻辑电路组成。 根据它们在电路中的位置可分为同时采集、 高速采集、 分时采集和差动结构四种配置， 如图12-27所示。 null图12-27 数据采集系统的配置 （a） 同时采集； （b） 高速采集； （c） 分时采集； （d） 差动结构 null　　（1） 同时采集系统： 图12-27（a）为同时采集系统配置方案，可对各通道传感器输出量进行同时采集和保持，然后分时转换和存储，可保证获得各采样点同一时刻的模拟量。 　　（2） 高速采集系统： 图12-27（b）为高速采集配置方案， 在时实控制中对多个模拟信号的同时实时测量是很有必要的。 null　　（3） 分时采集系统： 图12-27（c）为分时采集方案， 这种系统价格便宜， 具有通用性， 传感器与仪表放大器匹配灵活， 有的已实现集成化， 在高精度、 高分辨率的系统中， 可降低IA和ADC的成本， 但对MUX的精度要求很高， 因为输入的模拟量往往是微伏级的。 这种系统每采样一次便进行一次A/D转换并送入内存后方才对下一采样点采样。 这样， 每个采样点值间存在一个时差(几十到几百微秒)， 使各通道采样值在时轴上产生扭斜现象。 输入通道数越多， 扭斜现象越严重， 不适合采集高速变化的模拟量。 null　　（4） 差动结构分时采集系统：在各输入信号以一个公共点为参考点时，公共点可能与IA和ADC的参考点处于不同电位而引入干扰电压UN，从而造成测量误差。采用如图12-27（d）所示的差动配置方式可抑制共模干扰， 其中MUX可采用双输出器件， 也可用两个MUX并联。  　　显然， 图12-27中（a）、（b）两种方案的成本较高， 但在8～10位以下的较低精度系统中， 经济上也十分实惠。 null　　2. 采样周期的选择 　　采样就是以相等的时间间隔对某个连续时间信号a（t）取样，得到对应的离散时间信号的过程， 如图12-28所示。 其中， t1、t2 …为各采样时刻, d1、d2…为各时刻的采样值, 两次采样之间的时间间隔称为采样周期TS。 图中虚线表示再现原来的连续时间信号。可以看出， 采样周期越短，误差越小；采样周期越长，失真越大。为了尽可能保持被采样信号的真实性， 采样周期不宜过长。根据香农采样定理：对一个具有有限频谱(ωmin＜ω＜ωmax)的连续信号进行采样，当采样频率ωS=2π/TS）≥2ωmax时，采样结果可不失真。实用中一般取ωS＞（2.5～3）ωmax, 也可取（5～10）ωmax。但由于受机器速度和容量的限制，采样周期不可能太短， 一般选TS为采样对象纯滞后时间τ0的1/10左右；当采样对象的纯滞后起主导作用时，应选TS=τ0 ； 若采样对象具有纯滞后和容量滞后时， 应选择TS接近对象的时间常数τ。通常对模拟量的采样可参照表12-3的经验数据来选择。 null图12-28 连续时间信号的取样 null表12-3 采样周期的选择null　　3. 量化噪声(量化误差) 　　模拟信号是连续的，而数字信号是离散的，每个数又是用有限个数码来表示， 二者之间不可避免地存在误差，称为量化噪声。 一般A/D转换的量化噪声有1 LSB和LSB/2两种。 null12.4.2 ADC接口技术 　　1. A/D转换器（ADC）的主要技术指标 　　1） 分辨力  　　分辨力表示ADC对输入量微小变化的敏感度， 它等于输出数字量最低位一个字（1 LSB）所代表的输入模拟电压值。 如输入满量程模拟电压为Um的N位ADC，其分辨率为 （12-31） ADC的位数越多，分辨力越高。因此, 分辨力也可以用A/D转换的位数表示。 null　　2） 精度  　　精度分为绝对精度和相对精度。  　　（1） 绝对精度： 它是指输入模拟信号的实际电压值与被转换成数字信号的理论电压值之间的差值。 它包括量化误差、 线性误差和零位误差。 绝对精度常用LSB的倍数来表示， 常见的有±1/2 LSB和±1 LSB。  　　（2） 相对精度： 它是指绝对误差与满刻度值的百分比。 由于输入满刻度值可根据需要设定， 因此相对误差也常用LSB为单位来表示。  　　可见， 精度与分辨率相关，但却是两个不同的概念。相同位数的ADC，其精度可能不同。 nullnull　　4） 线性度误差 　　理想的转换器特性应该是线性的， 即模拟量输入与数字量输出成线性关系。 线性度误差是转换器实际的模拟数字转换关系与理想直线不同而出现的误差， 通常也用LSB的倍数来表示。 null　　5） 转换时间  　　转换时间指从发出启动转换脉冲开始到输出稳定的二进代码， 即完成一次转换所需要的最长时间。 转换时间与转换器工作原理及其位数有关。 同种工作原理的转换器， 通常位数越多， 其转换时间则越长。 对大多数ADC来说， 转换时间就是转换频率（转换的时钟频率）的倒数。 null　　2. ADC的主要类型及特点 　　1） 按转换原理分类 　　按A/D转换的原理，ADC主要分为比较型和积分型两大类。 其中，常用的是逐次逼近型、双积分型和V/F变换型（电荷平衡式）。  　　（1） 逐次逼近ADC： 它是以数模转换器DAC为核心，配上比较器和一个逐次逼近寄存器，在逻辑控制器操纵下逐位比较并寄存结果。它也可以由DAC、比较器和计算机软件构成。 　　逐次逼近ADC的特点是： 转换速度较高(1 μs～1 ms)，8～14位中等精度，输出为瞬时值，抗干扰能力差。 null　　（2） 双积分型ADC：它的转换周期由两个单独的积分区间组成。未知电压在已知时间内进行定时积分，然后转换为对参比电压反向定压积分，直至积分输出返回到初始值。  　　双积分ADC测量的是信号平均值， 对常态噪声有很强的抑制能力， 精度很高， 分辨率达12～20位， 价格便宜， 但转换速度较慢(4 ms～1 s)。  　　（3） V/F转换器：它是由积分器、比较器和整形电路构成的VFC电路，把模拟电压变换成相应频率的脉冲信号，其频率正比于输入电压值，然后用频率计测量。  　　VFC能快速响应，抗干扰性能好，能连续转换，适用于输入信号动态范围宽和需要远距离传送的场合， 但转换速度慢。 null　　2） 按输入、输出方式分类 　　不同的芯片具有不同的连接方式，其中最主要的是输入、 输出以及控制信号的连接方式。 　　（1） 输入方式。 从输入端来看，有单端输入和差动输入两种方式。 差动输入有利于克服共模干扰。 输入信号的极性有单极性和双极性， 由极性控制端的接法决定。 nullnull　　3） ADC芯片的启动转换信号 　　ADC芯片的启动转换信号有电平和脉冲两种形式。 对要求用电平启动转换的芯片， 如果在转换过程中撤去电平信号， 则将停止转换而得到错误的结果。 null　　3. ADC的选择与使用 　　在实际使用中，应根据具体情况选用合适的ADC芯片。例如某测温系统的输入范围为0～500℃，要求测温的分辨率为2.5℃， 转换时间在1 ms之内，可选用分辨率为8位的逐次比较式ADC0809芯片，如果要求测温的分辨率为0.5℃（即满量程的1/1000），转换时间为0.5 s，则可选用双积分型ADC芯片14433。  　　ADC转换完成后，将发出结束信号，以示主机可以从转换器读取数据。 结束信号可以用来向CPU发出中断申请，CPU响应中断后， 在中断服务子程序中读取数据； 也可用延时等待和查询的方法来确定转换是否结束， 以读取数据。null　　4. ADC的工作原理 　　1） 比较式ADC的工作原理 　　如图12-29所示为逐次逼近式ADC原理框图。当启动脉冲送至START端时，控制逻辑电路首先将移位寄存器的最高位（MSB）置成1，其余位清成0，寄存器的数字为10 000。D/A转换器将这个数字转换成模拟电压URD（=UR/2）送到比较器与模拟输入电压Ui进行比较，若Ui ＞URD，则该位保留1；若Ui ＜URD，则该位清0。再将下一位（次高位）置1， 与上一次结果一起经D/A转换后与Ui进行比较。 重复该过程，直到确定最低位D0为止，转换结束。 null图12-29 逐次逼近式ADC null　　2） 双积分式ADC的工作原理 　　如图12-30所示，双积分式ADC的工作过程分为以下三个阶段：  　　（1）准备期：开关S1断开，S2接通，积分电容C被短路， 输出为0。  　　（2） 采样期：开关S2断开，S1与接点1闭合，积分器对输入模拟电压+Ui进行积分， 积分时间固定为T1，T1为计数器满度计数时间。 当计数器溢出时， 积分器输出电压为 (12-32) 式中，Uiav为被测模拟电压在T1时间内的平均值。 null　　（3） 比较期：从T1结束时刻开始，开关S2断开，S1与接点2闭合，对与被测模拟电压极性相反的标准电压-UR进行反向积分。当积分器的输出回到0时, 则有 可得比较周期为 (12-33) null图12-30 双积分式A/D转换器 （a） 工作原理； （b） 工作波形 null　　3） VFC式A/D转换器原理 　　（1） VFC A/D转换原理：VFC是根据电荷平衡原理工作的， 如图12-31所示。 　null图12-31 VFC原理及其组成的A/D转换器框图 (a) VFC电路原理； (b) VFC电路工作波形； (c) VFC组成的A/D转换器原理框图 null　　所谓电荷平衡原理是指在一个周期中，积分电容得到的电荷量与放出的电荷量相等， 即（Ui/Rf）T0=IjTj。因此，输出频率可表示为 （12-34） 由式（12-34）可知，在确保定时器脉宽Tj，恒流源Ij和积分电阻Rf具有足够高精度的条件下，K为常数，输出脉冲频率与输入电压有精确的线性关系， 其线性误差优于0.005％。 null　　利用VFC组成的A/D转换器的原理框图如图12-31（c)所示。 图中，输入模拟电压Ui经VFC变成频率信号，通过与门送到计数器。与门由启动脉冲启动定时器产生定时脉冲T来控制，未测量时，与门关闭； 测量时定时脉冲T打开与门，计数器在时间T内对VFC产生的频率信号进行计数。计数器在时间T内的计数值为 （12-35） 　　可见计数值N与输入模拟电压Ui成正比例。 只要改变定时器的时间T，就可改变输出的数值N(对同样的Ui)，从而可改变测量的分辨率。例如，选用频率范围为0 Hz～1 MHz的VFC， 取定时时间T=1 s，计数器用6位半的BCD计数器， 则分辨率可高达106。 null　　（2） 集成电路VFC器件：目前市场上已有各种集成电路VFC器件芯片可供选择，如通用型VFC器件有LM131、LM231、 LM331、RC4151等，高精度型VFC器件有AD650、AD651、 VFC32等。这些器件在使用时只需要少量外接元件，接口简单且便于实现隔离，而且具有很好的变换精度和线性度，有的器件还设有短路保护等功能。  　　LM331具有以下特点：价格低廉且转换精度高；其输出可驱动三个TTL负载，高压输出可达40 V，并且可以防止UCC的短路；满量程频率范围为1 Hz～100 kHz； 最大非线性度为0.01％； 脉冲输出与所有逻辑形式兼容； 最佳的温度稳定性，最大值为±50 ppm/℃；可在双电源或单电源下工作；功耗低，5 V下典型值为15 mW。 null　　5. LM331与单片机8031的接口 　　鉴于双积分式ADC和比较式ADC相关资料较为普及，限于篇幅，仅以VFC式ADC为例说明ADC接口技术。 如图12-32所示为LM331与单片机8031组成A/D转换器的接口电路。 null图12-32 LM331与单片机8031的接口 null　　1） LM331的外围电路 　　LM331为8脚DIP封装。 　　（1） 比较阈值电压输入引脚UX： UX通常与精密电流源输出端IOUT相连，并外接串联电阻RL和电容CL到地，利用其产生的滞后效应，改善线性度。  　　（2） 定时比较器输入端RC：它通过一电阻Rt接到UCC， 并接一电容Ct到地，构成定时电路。RS为输出调节端，外接一可变电阻， 通过改变基准电流来调节增益偏差，以校正输出频率。 　null　　（3） 频率输出端FOUT：它是集电极开路输出， 必须外接一上拉电阻(10 kΩ)， 所加电压应与后级电平一致， 如接8031的T0或T1， 则电压应为5 V。 LM331的输出频率与输入电压的关系为 (12-36) 当RS=36 kΩ，Rt=10 kΩ，Ct＝470 pF时，0～10 V的输入电压对应的输出频率为0～100 kHz。 　　（4） 被测模拟电压输入端UIN：经RC滤波后接入。 null　　2） 接口电路工作原理 　　用8031内部定时器/计数器T0作定时器， T1作计数器， 将LM331的频率输出端通过一个启动同步接口接到8031的T1(P3.5)端。 单片机8031采用6 MHz的晶振， T0工作于方式1时， 其最大的定时时间为65.536 ms； 若要求更长的定时时间， 可利用T0产生溢出中断， 再用片内RAM单元作软件计数器对溢出中断计数， 扩展定时时间。 null　　转换器最大计数脉冲数和定时器的定时时间取决于系统所要求的分辨率。 如要求分辨率为12位， 则脉冲数为212＝4096个。 因LM331的最高工作频率为100 kHz， 其脉冲周期为10 μs， 所以定时时间为10 μs×4096＝40.96 ms。 依此类推， 可算出13位分辨率时， 定时时间为81.92 ms； 14位分辨率时， 定时时间为163.84 ms； 15位分辨率时，定时时间为327.68 ms； 16位分辨率时， 定时时间为655.36 ms。分辨率越高则定时时间越长， 转换的速度也就越慢。 null　　3） 接口电路的工作程序 　　在下面的程序中将8031内部定时器T0设置为5 ms定时中断， 中断10次后CPU读一次T1所计的脉冲数N， 然后对计数值N进行处理，完成一次A/D转换。主程序流程如图12-33所示，中断服务程序流程如图12-34所示，其参考程序如下： //主程序//  MOV TMOD， #51H ;置T0为定时器， 方式1； T1为计数器 MOV TL0， #3H ; 方式1定时值为5 ms MOV TH0， #0F6H ; 供显示动态扫描用 MOV TCON， #11H ； 启动T0， 并置INT0为边沿触发方式 　 MOV IE， #83H ； 允许T0和INT0中断 　　MOV R5， #0AH ； 置中断次数为10 DAT： AJMP PDATA ； PDATA为数据处理程序， 视实际系统而定 … null//中断服务程序//  MOV TL0， #3CH ；重置T0初值 MOV TH0， #0F6H PUSH PSW ； 保护现场 PUSH ACC DJNZ R5， RT ； 中断10次未到， 返回 CLR TR1 ； 中断10次到， 关T1计数器 MOV R5， #0AH ； 重置中断次数 MOV 21H， TL1 ； 读T1计数值， 存放在22H和21H单元 MOV 22H， TH1 MOV TL1， #0 ； 计数器T1回0 MOV TH1， #0 SETB TR1 ； 重新启动T1 RT：POP ACC ； 恢复现场 POP PSW RETI null图12-34 LM331 A/D转换中断服务程序流程图 null图12-33 LM331 A/D转换主程序流程图 null12.4.3 其他数据采集部件 1. 模拟多路转换器(MUX) 模拟多路转换器又称模拟多路开关， 是电子模拟开关的一种类型。只有当输入信号数大于1的数据采集系统，才有必要使用MUX来轮流切换各被采集通道。因此，对MUX的参数要求是： 接通时导通电阻要小，典型值为170～300 Ω，断开时泄漏电流要小，典型值为0.2～2 mA；导通和断开时间，典型值为0.8 μs；用于交流时，应有好的高频特性， 即寄生电容要小。 null　　2. 采样保持电路(SHA) 　　采样保持电路又称作采样保持放大器。 其作用是在ADC对模拟量进行量化所需的转换时间内， 保持采样点的数值不变， 以保证转换精度。 普通型和高速型可在2～6 μs、 甚高速型可在300～500 ns内把模拟信号的瞬时值采集下来并保持住。 当然， 如果输入信号在A/D转换时间内是恒定的， 则无需SHA。 但输入信号都可认为是随时间变化的， 当不采用SHA时， 必须保证在A/D转换期间内输入信号的最大变化量不超过LSB/2。 计算无SHA时的可数字化的最高频率简化公式为 （12-37） null表12-4 三类SHA速度和精度 null12.5 抗 干 扰 技 术 12.5.1 干扰的来源及形式 　　1. 外部干扰 　　从外部侵入检测装置的干扰称为外部干扰。 来源于自然界的干扰称为自然干扰； 来源于其他电气设备或各种电操作的干扰， 称为人为干扰（或工业干扰）。  　　自然干扰主要来自天空，如雷电、宇宙辐射、太阳黑子活动等，对广播、通信、导航等电子设备影响较大，而对一般工业用电子设备（检测仪表）影响不大。  　　人为干扰来源于各类电气、 电子设备所产生的电磁场和电火花， 及其他机械干扰、 热干扰、 化学干扰等。 null　　1） 非电磁干扰及其防护  　　（1） 机械的干扰：指机械、震动或冲击使电子检测装置的电气参数发生改变，从而影响检测系统的性能。机械的干扰的防护方法是采用各种减震措施，如应用专用减震弹簧-橡胶垫脚或吸振海绵垫来隔离震动与冲击对传感器的影响。 　　（2） 热的干扰：温度波动以及不均匀温度场引起检测电路元器件参数发生改变，或产生附加的热电动势等，都会影响传感器系统的正常工作。常用的热干扰防护措施有：选用低温漂、低功耗、低发热组件；进行温度补偿；设置热屏蔽； 加强散热；采取恒温等。  　　（3） 温度及化学干扰： 潮湿会降低绝缘强度， 造成漏电、 短路等； 化学腐蚀会损坏各种零件或部件， 所以应注意防潮、 保持清洁。 null　　2） 电磁干扰 　　电磁干扰主要来源于各类电气、 电子设备所产生的电磁场和电火花。 放电过程会向周围辐射从低频到高频大功率的电磁波， 大功率供电系统输电线会向周围辐射工频电磁波。 下面说明各种电磁干扰源的特征。  　　（1） 放电噪声干扰： 由各种放电现象产生的噪声， 称为放电噪声。 它是对电子设备影响最大的一种噪声干扰。 在放电现象中属于持续放电的有电晕放电、 辉光放电和弧光放电； 属于过渡现象的有火花放电。 null　　① 电晕放电噪声：电晕放电主要来自高压输电线，在放电过程中产生脉冲电流并会出现高频振荡，成为干扰源。电晕放电具有间歇性质和与距离平方成反比的衰减特性，因此对一般测量装置影响不大。  　　② 火花放电噪声： 自然界的雷电， 电机整流子上的电火花， 接触器、 断路器、 继电器接点在闭合和断开时产生的电火花， 电蚀加工及电弧焊接过程中产生的电火花， 汽车发动机的点火装置产生的电火花， 以及高电压器件由于绝缘不良而引起的闪烁放电等， 都是产生火花放电噪声的噪声源。 火花放电会辐射频谱很宽的强烈的电磁波而形成干扰源。 null　　③ 放电管噪声： 属于辉光放电和弧光放电的放电管(如荧光灯、 点弧灯等)具有负阻特性， 和外接电路连接时容易引起振荡， 有时可达甚高频波段。 对交流供电的放电管， 在半周期的起始和终了时， 由于放电电流变小， 也要产生再点火振荡和灭火振荡。 这些现象也都构成了噪声源。 其中， 荧光灯是一种最普遍的灯具， 无处不在。 null　　（2） 电气设备干扰具有以下几点： 　　① 工频干扰：大功率输电线，甚至就是一般室内交流电源线对于输入阻抗高和灵敏度甚高的测量装置来说都是威胁很大的干扰源。在电子设备内部，由于工频感应而产生干扰， 如果波形失真，则干扰更大。  　　② 射频干扰： 指高频感应加热、 高频介质加热、 高频焊接等工业电子设备通过辐射或通过电源线给附近测量装置带来的干扰。  　　③ 电子开关通断干扰： 电子开关、 电子管、 晶闸管等大功率电子开关虽然不产