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两种放大器架构的噪声系数计算介绍
摘要
本文简要介绍了两种放大器架构的噪声系数计算,包括 inverting,
non-inverting 架构的噪声系数计算,并提供计算小工具。
1. 引言
在各种放大器使用的场合,我们时常需要计算到放大器,却没有一个直观的
方式来看放大器这一级对链路噪声的影响。本文讨论了各种放大器架构下,放大
器的噪声系数的计算方式。
2. 放大器噪声指标
电子元件应用中,常见如下5 种噪声来源:
1. 散弹噪声(shot noise,白噪声,在频谱中
现为平坦的)
2. 热噪声(thermal noise,白噪声,在频谱中表现为平坦的)
3. 闪烁噪声(flicker noise,1/f 噪声)
4. 突发噪声(burst noise,脉冲噪声)
5. 雪崩噪声(Avalanche noise,反向击穿时才出现的噪声)
基本上每个放大器都有输入电压噪声和输入电流噪声两个指标。在频域,通
常其单位用nV/rtHz,和pA/rtHz 来表征。 如下图:
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图1:输入电压噪声和电流噪声曲线图例
按噪声种类来分, 其大致贡献在不同的频段如下:
图2:噪声种类分布图
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如果把所有电容,电感都看做无噪声的器件,一个普通的放大器的输出噪声
按主要的贡献可以按如下图所示:
图3:放大器噪声分量分解
其中电阻的噪声表征形式为 , K 为玻尔兹曼常数,
K=1.3806505× J/K, T 为环境温度, 其单位是开尔文(K), K=273.15+摄
氏度。 由这些参数, 可以简化估计电阻噪声的电压噪声贡献公式如下
, 其单位是 nV/rtHz
根据这个估计, 可以得到如下电阻值的电压噪声:
R (Ω) sqrt(4kTR)*1e9 4*sqrt(R in kΩ)
20 0.574 0.566
50 0.907 0.894
100 1.283 1.265
1k 4.056 4.000
在输出的噪声中, 上图的各个分量其贡献如下:
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Source Output noise Term
输出的噪声是这些分量的均方和:
公式 1
这个公式分了6 项:
1)
2)
3)
4)
5)
6)
如果仔细观察这个公式, 会发现这个计算里做了简化, 1) 2) 3) 分量来自
于正端输入的电压噪声, 其折合到输出端的增益是等于噪声增益, 也就是
,4)和6)项是来自于负端输入的电流噪声,其中4)项是运放自己的负端
电流噪声, 而6)是 的电压噪声转换成的电流噪声, 它们的输出增益就为 ,
5) 项就是 带来的电压噪声, 其折合到输出增益为1。
关于电阻引入的噪声( 和 ,上式中的第5 项和第6 项), 如果折合成电
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压噪声其实也可以按照如下的假设计算,得到的结果一样:
图4:放大器电压噪声等效输出模型
同理,对上式中的第4项,负端的电流噪声,也可以建立这样的模型:
图5:放大器电流噪声等效输出模型
这里Gain 都为噪声增益: 1+ /
最终得到的结果也和上面第4 项一样。
3. 信噪比计算
以上的计算还仅限于噪声谱密度的计算,在实际应用中其实主要要关注的是
信噪比,这就要引入噪声计算中很重要的一点: 带宽。所以还需要考虑到带宽积
分后的总噪声。
在得到一定带宽内的电压噪声密度后,需要把电压噪声换算成功率,才能进
行积分计算,而不能直接把电压噪声直接积分,如下: 假设我们已知一个放大器的
电压噪声密度为5nV/rtHz,如果要计算10Hz 以内的积分噪声,则按如下方式计
算:
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图6:通过噪声谱密度计算综合噪声
公式 2
公式 3
如我们上面所述,放大器的噪声分布是分区域的,如果再算上通道的滤波效
应,计算积分噪声的步骤如下:
图7:输入电压噪声及电流噪声谱密度频率分布图
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1. 1/f 噪声区域(en1/f)
图8:1/f 噪声
假定最高处的噪声为e1/f@1Hz,则
公式 4
这里 /݂ 工作频率范围内的 1/f 电压噪声,单位为 V rms。
=1Hz 处电压噪声谱密度;(一般单位为nV)
=工作频段的上限频点(一般使用 作为 的估计值)
=工作频段的下限频点
2. 平坦带(broadband region)+ 滤波器效应( )
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图9:平坦带噪声
ܤ ܹ ݊ =( )( )
这里:ܤ ܹ ݊ =系统噪声计算带宽
=工作的上限频率范围
=为了考虑低通滤波器的裙脚效应而考虑的“Brickwall” 滤波器因子。
这里:
=宽带电压噪声,单位是Vrms
=宽带电压噪声密度,单位一般是nV/rtHz
ܤ ܹ ݊ =特定系统的噪声带宽
关于这个 是由于现实中的滤波器不可能是直上直下的形状,都会有一定
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的斜坡,从而会导致带外的噪声会被耦合进来。 所以在修正这个滤波器带来的
影响的时候需要乘上一个因子。 这个因子的修正规律如下,按不同的滤波器阶
数:
滤波器级数 Kn (AC 噪声带宽比率)
1 1.57
2 1.22
3 1.16
4 1.13
5 1.12
所以 下的总的噪声是 噪声和 的均方根:
公式 5
以上的计算在计算平坦带宽噪声时,重复计算了 1/f 区域的噪声。 且需要
指标书标注两个指标: 和 。 在有的指标书中有时只标注出 ,这时
可以用另外一种综合计算这两个区域的方法,如下:
图10:噪声分布曲线
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这里假定了一个 : 在此处其噪声曲线比平坦处高3dB。
考虑仅1/f 噪声后的平均噪声:
公式 6
然后根据这个 再乘上 来得到总的积分噪声。
其实在高速应用中,如果使用带宽超过 的100 倍,则1/f 可以忽略不计,
而不同的process 的运放的 一般不同,但是一般的数量级都是在K 级
(10K,100K 都可能) 所以高速(百 级别)应用中,指标书一般只标注出平坦带
噪声。 也就是直接忽略了1/f 带来的影响。
请注意,以上得到的总的噪声是rms 值,不是pk-pk。
以上的电路只是一个运放的通用模型,实际应用的场景下,运放的配置可能
千差万别,可能可以是inverting 输入形式,也可能是non-inverting 输入的形式,
还可能是全差分的运放形式。 且实际应用的时候,运放可能作为放大器,也可
能作为ADC 驱动器,我们可能不仅关心运放等效输出的噪声有多大,同时也会
关注运放这一级对整条链路的噪声恶化有多少,也就是运放的噪声系数。
下面我们就对三种形式的运放: inverting 输入运放,和Non-Inverting 输入运
放进行分别的计算。
4. 放大器噪声系数计算
4.1 Inverting 输入运放噪声系数计算
假定源阻抗为 ,链路配置如下:
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图11:Inverting输入形式运放噪声分布
在取值方面, 是用来匹配源阻抗 的, || = 是用来作两端
平衡的,可以减小输出的offset 电压, = || ( + || )。
假定链路增益为G,输入信号大小为Vs(电压),则链路噪声系数NF
如下(需要用功率来计算):
公式 7
在这里,
假定:
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各个噪声分量对应输出的噪声关系如下:
由上面介绍的方法,可以把 , , , 合并在一起来看
图12:电阻噪声等效计算方法
公式 8
同理,可得
公
式 9
如果用 代表Non-Inverting 端由运放本身带来的输入总的噪声,包括了电
压噪声和电
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流噪声。
公式10
计算出总的输出噪声如下:
公式
11
由NF 的公式,可得到NF 如下:
公式 12
其中
4.2 Non-Inverting 输入运放噪声系数计算
同样的计算方法,假定一个Non-Inverting 电路如下:
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图13:Non-Inverting 放大器噪声模型
为两端平衡,设定 = ||
按照上面介绍的方法,把两边的电阻合并在一起计算输出的噪声:
公式13
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公式14
公式15
根据如下信噪比计算公式:
假设
公式16
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5. 案例
我们可以通过两个增益相同的案例来看同样的放大器性能下,inverting 配
置和Non-inverting 配置对噪声系数的影响:
以OPA847为例,其 =0.85nV/rtHz, = =2.5pA/rtHz,假定源阻抗
为50Ohm,设计一个信号增益为15 倍的增益级,看看不同的配置方式的NF。
先来看Inverting input 配置:
图14:Inverting 放大器输入电路
由附件里的计算工具可以得到:
Rs=50 Ohm,
Rg=80 Ohm
Rf=2.4 KOhm
RM=133 Ohm
RT=116 Ohm
此时算上源阻抗后的信号增益是-15V/V,
由计算工具可以得到,此时的NF=4.6dB
更改配置为Non-inverting 输入,如下:
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图15:Non-inverting 放大器输入电路
Rs=50 Ohm,
RT=50 Ohm
Rg=25 Ohm
Rf=725Ohm
此时算上源阻抗,signal gain 为15V/V,得到NF 为6.11dB。
可以看出不同的配置下,即使增益相同,得到的噪声系数也是不同的。在这
种增益下,Inverting 配置得到的噪声系数要远比Non-Inverting 的好。
6. 总结
放大器的噪声计算需要考虑诸多因素,如放大器本身的噪声,外围匹配电阻
带来的噪声,以及带后续滤波器宽带来的影响。通过上面所给的公式,就可以把
放大器对整条链路的影响计算清楚。
7. 参考资料
1. Jim Karki OpAmpNoiseAnalysis2007_JK 9-10-07.ppt
2. Op Amp Noise Calc_Sim_Meas_TG92309[1].pdf
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