一种低电流纹波的低压大电流DC_DC变换器的研究

2005 年 4 月 第 7 卷第 4 期 中国工程科学 Engineering Science Apr. 2005 Vol17 No14 学 术 论 文 一种低电流纹波的低压大电流 DC - DC 变换器的研究 王　萍 , 孙　栩 , 宋良瑜 (天津大学电气与自动化工程学院 , 天津 　300072) [摘要 ] 　通过 n 个倍流整流结构交错并联方式用以进一步减小纹波电流。给出了电路的开关信号波形和仿真 模型 , 并使用 Pspice 仿真软件对该模型进行仿真 , 取得满意效果。最后通过实验验证。这种结构特别适用于通 信设备、计算机、宇航等领域的电源。 [关键词 ] 　低压大电流 DC - DC变换器 ; 倍流整流 ; 交错并联 [中图分类号 ] TN624 　　 [文献标识码 ] A 　　 [文章编号 ] 1009 - 1742 (2005) 04 - 0059 - 05 [收稿日期 ] 　2004 - 04 - 30 ; 修回日期　2004 - 07 - 30 [作者简介 ] 　王　萍 (1959 - ) , 女 , 天津市人 , 天津大学电气工程与自动化学院副教授 , 硕导 1 　引言 　　近年来 , 随着计算机微处理器的输入电压要求 越来越低 , 低压大电流 DC - DC 变换器的研究得 到了许多研究者的重视 , 各种拓扑结构层出不穷 , 同步整流技术、多重多相技术、磁集成技术等也都 应用于这个领域。笔者提出了一种交错并联的低压 大电流 DC - DC 变换器 , 它的一次侧采用对称半 桥结构 , 而二次侧采用倍流整流结构。采用这种结 构可以极大地减小滤波电容上的电流纹波 , 从而极 大地减小了滤波电感的大小与整个 DC - DC 变换 器的尺寸。这种变换器运行于 48 V 的输入电压和 100 kHz 的开关频率的环境[1 ] 。 2 　倍流整流的低压大电流 DC - DC 变换器的结构分析 　　倍流整流低压大电流 DC - DC 变换器的电路 原理图如图 1 所示 , 一次侧采用对称半桥结构 , 二 次侧采用倍流整流结构 , 在 S 1 导通时 S R1 必须截 止 , L 1 充电 ;在 S 2 导通时 S R2 必须截止 , L 2 充电 , 这样滤波电感电流就会在滤波电容上移项叠加。图 2 给出了开关控制策略。 图 1 　倍流整流的低压大电流 DC - DC 变换器的电路原理图 Fig11 　Circuit topology of single current2doubler low voltage/ high current DC - DC 图 2 　开关的控制策略 Fig12 　Switch control st rategy of single current2 doubler low voltage/ high current DC - DC 　　通过以上分析可以看出 , 倍流整流结构的二次 侧 2 个滤波电感电流在滤波电容上相互叠加 , 从而 使得输出电流纹波变得相当小。 结构中的同步整流器均按外加信号驱动处理 , 使控制变得很复杂 , 但在这种半桥 - 倍流拓扑结构 中使用简单的自驱动方式很困难 , 因为 , 在这种结 构中 , 如果直接从电路中取合适的点作为同步整流 器的驱动信号 , 在死区时间内当这个驱动信号为零 时 , 同步整流器就会截止。为了在半桥 - 倍流拓扑 结构中使用自驱动方式 , 就必须使用到辅助绕组。 以单个半桥 - 倍流拓扑结构为例 , 见图 3 , V SEC为 变压器的二次侧电压 , V gs为由辅助绕组获得的同 步整流器的驱动电压 , 可以看出即使在死区的时间 内 , 同步整流器的驱动电压也不可能为零 , 保证了 自驱动方式在这种拓扑结构中的应用。 图 3 　自驱动同步整流器电路及波形图 Fig13 　Circuit and waveform of self2driven synchronous rectifier 　　另外 , 由于在大电流的情况下 MOSFET 导通 压降将增大 , 从而产生较大的导通损耗 , 为此应采 用多个 MOSFET 并联方法来减小损耗。 3 　交错并联低压大电流 DC - DC 变 换器 311 　电路原理图 综上所述 , 倍流整流低压大电流 DC - DC 变 换器具有很好的性能 , 在此基础上引入交错并联技 术 , 构成一种新的结构 , 称为并联低压大电流 DC - DC变换器 , 可以进一步减小输出电流纹波。 图 4 为交错并联低压大电流 DC - DC 变换器的电路 原理图 (以最简单的 2 个倍流整流交错并联为例) 。 312 　变换器的开关控制策略 交错并联低压大电流 DC - DC 变换器的开关 控制策略见图 5。 图 4 　交错并联低压大电流 DC - DC 变换器的电路原理图 Fig14 　Circuit topology of interleaved low voltage/ high current DC - DC 图 5 　交错并联低压大电流 DC - DC 变换器的开关控制策略 Fig15 　Switch control st rategy of interleaved low voltage/ high current DC - DC 313 　交错并联低压大电流 DC - DC变换器性能 首先这种拓扑结构最大的优点是变压器原边的 结构简化 , 控制变得很简单。其次 , 这种方法的实 现必须采用同步整流电路 , 因为交错并联电路的实 现要求变压器副边上下电位轮流为正 , 在一个时间 段内有且只有一个为正电位 , 其余都为零电位。但 在这种拓扑结构中 , 由于 2 个变压器的原边串联在 一起 , 而副边是并联的 , 这样如果用肖特基二极管 作整流器 , 那么输入电压将在 2 个变压器原边上分 06 中国工程科学 第 7 卷 压 , 而肖特基二极管又没有选通的功能 , 这样变压 器二次侧的波形将是完全对称的 , 上下 2 个整流电 路的电流完全重合 , 达不到电流交错并联的目的。 这样 , 应用同步整流器来完成这个功能 , 同时利用 MOSFET的双向导电特性 , 因为同步整流管的漏 源电流是分布在坐标横轴两侧的。这种结构的过程 详细分析如下[2～4 ] : 1) S 1 导通 , S 2 截止 ; S 3 截止 , S 4 , S 5 , S 6 均导 通。由于 S 4 , S 5 , S 6 的导通 ,第一变压器副边绕组 下端为零电位 ,第二变压器副边绕组上、下端均为零 电位 ,电感 L 1 上电流上升 , L 2 , L 3 , L 4 上电流下降。 V L1 = V SEC - V o = L d iL1 d t , V L2 = - V o = L d iL2 d t , V L3 = - V o = L d iL3 d t , V L4 = - V o = L d iL4 d t 。 　　2) S 2 导通 , S 1 截止 ; S 4 截止 , S 3 , S 5 , S 6 均导 通。由于 S 3 , S 5 , S 6 的导通 ,第一变压器副边绕组 上端为零电位 ,第二变压器副边绕组上、下端均为零 电位 , 电感 L 2 上电流上升 , L 1 , L 3 , L 4 上电流下 降。 V L2 = V SEC - V o = L d iL2 d t , V L1 = - V o = L d iL1 d t , V L3 = - V o = L d iL3 d t , V L4 = - V o = L d iL4 d t 。 　　3) S 1 导通 , S 2 截止 ; S 5 截止 , S 3 , S 4 , S 6 均导 通。由于 S 3 , S 4 , S 6 的导通 ,第二变压器副边绕组 下端为零电位 ,第一变压器副边绕组上、下端均为零 电位 , 电感 L 3 上电流上升 , L 1 , L 2 , L 4 上电流下 降。 V L3 = V SEC - V o = L d iL3 d t , V L1 = - V o = L d iL1 d t , V L2 = - V o = L d iL2 d t , V L4 = - V o = L d iL4 d t 。 　　4) S 2 导通 , S 1 截止 ; S 6 截止 , S 3 , S 4 , S 5 均导 通。由于 S 3 , S 4 , S 5 的导通 ,第二变压器副边绕组 上端为零电位 ,第一变压器副边绕组上、下端均为零 电位 , 电感 L 4 上电流上升 , L 1 , L 2 , L 3 上电流下 降。 V L4 = V SEC - V o = L d iL4 d t , V L1 = - V o = L d iL1 d t , V L2 = - V o = L d iL2 d t , V L3 = - V o = L d iL3 d t 。 　　以上各式均忽略整流器的电压降 , 且 V SEC为 变压器二次侧的电压值。 　　根据以上分析可知 , 应用同步整流器 , 通过变 压器原边串联而副边并联的方法 , 可以实现这种交 错并联半桥 - 倍流拓扑结构。它的优点主要有以下 几个方面 : 　　1) 有效地简化了拓扑结构和控制策略。 　　2) 在频率保持不变的情况下 , 如果纹波的峰 - 峰值一定 , 则这种结构可以有效减小滤波电感的 值 , 从而加快整个变换器的动态响应时间。 　　3) 交错并联的半桥 - 倍流拓扑结构与非交错 并联的半桥 - 倍流拓扑结构相比 , 一次侧和二次侧 的导通损耗相差不多 , 但由于采用交错并联技术 , 二次侧的开关频率是原来的一半 , 相应的开关损耗 也是原来的一半。由于变换器的开关损耗在整个损 耗统计中占很大的比例 , 因此 , 交错并联技术可以 极大地提高变换器的效率。 4 　仿真分析 　　应用 Pspice 软件对电路进行仿真。电路的参 数如下 : 开关频率为 100 kHz , 占空比为 40 % , 输入电压为 48 V , 滤波电感为 2μH , 滤波电容为 820μF , 输出电流为 60 A , 输出电压为 1125 V。 　　图 6 所示为滤波电感的电流波形 , 从图 6 可以 看出 , 4 个滤波电感的电流轮流充电 , 如果一个滤 波电感在充电 , 其余 3 个电感必须在放电 , 在死区 时间内 , 4 个滤波电感都在放电。 　　图 7 和图 8 所示分别为交错并联变换器与单个 倍流整流变换器结构的输出电流纹波波形 , 从图 7 中可以看出 , 4 个滤波电感的电流在滤波电容上叠 加 , 可以把电流的纹波减小很多。 16第 4 期 王 　萍等 : 一种低电流纹波的低压大电流 DC - DC 变换器的研究 　 图 6 　滤波电感电流波形 Fig16 　Filter inductor current 图 7 　交错并联变换器结构的输出电流纹波波形 Fig17 　Output current ripple of interleaved low voltage/ high current DC - DC 图 8 　单个倍流整流变换器结构的 输出电流纹波波形 Fig18 　Output current ripple of single low voltage/ high current DC - DC 5 　实验结果 　　通过理论研究及仿真分析 , 可以看出 , 交错并 联的低压大电流 DC - DC 变换器具有良好的性能 , 在输出为 1125 V/ 60 A 的情况下 , 输出电流纹波可 以降到很小。为了进一步说明这种拓扑结构的可行 性 , 用实验结果验证。实验电路见图 4 , 实验参数 和仿真相同 , 最后得到如图 9 所示的实验波形。图 9 中 , V gs为一次侧一个 MOSFET 的门极驱动电压 波形 , V ds则为相应的 MOSFET 的栅源电压波形 , 从图 9 可以看出 , 实验结果所得波形同图 5 的理论 分析结果十分吻合 , 所提出的方法是可行的。其 中 , 变压器选用 R2 KB 软磁铁氧体材料制作的 GU22 磁心 , 原副边的匝数分别为 8 匝和 1 匝 ; 电 感选用宽恒导磁材料 IJ 50h 制作的环形铁心 T5 - 10 - 215 ,匝数为 8 匝。 图 9 　实验波形 Fig19 　Waveform of experiment 6 　结语 　　通过仿真及实验分析 , 得出以下结论 : 对于低 压大电流 DC - DC 变换器 , 可以通过交错并联的 方法 , 进一步减小输出电流纹波 , 效果十分明显 ; 或者在同样输出电流纹波情况下 , 可以极大地减小 滤波电感值 , 从而减小整个变换器的尺寸 , 提高变 换器的瞬态响应特性。所讨论的 2 个倍流整流结构 交错并联案例同样适应于多个倍流整流结构交错并 联的情况。 参考文献 [ 1 ] Panov Y , Jovanovic M M. 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Eighteenth Annual IEEE , 2003 , 1 (J une) : 103～108 26 中国工程科学 第 7 卷 [ 4 ] 胡宗波 , 张 　波 . 同步整流器中 MOSFET 的双向导 电特性和整流损耗研究 [J ] . 中国电机工程学报 , 2002 , 22 (3) : 88～93 Research of an Interleaved Low2Voltage/ High2Current DC - DC Converter Wang Ping , Sun Xu , Song Liangyu ( School of Elect ric & A utom ation Engineering , Tianjin U niversity , Tianjin 　300072 , China) [ Abstract] 　In the recent years , the operating voltages of most high2performance microprocessors were lower than that of the previous ones and the research of low2voltage/ high2current DC - DC converter was enhanced. Among all topologies , the current2doublers topology is optional. In the current2doublers topology , the ripple current of the output filter capacitor is reduced because the ripple current of the two inductors partially cancel each other and the required value of the filter inductance is significantly decreased. To further decrease the ripple current of output filter capacitor , this paper introduce a new method that a few of current2doublers are interleaved. This paper gives the switch signal waveforms and simulation model of the circuit . PSpice is used , which is a simulation tool for electronic system. The result of simulation achieves the ideal effect . Finally , the design is tested by an experiment . [ Key words] 　low2voltage/ high2current DC - DC converter ; current2doublers ; interleaved (cont . f rom p . 53) [ 2 ] 燕永锋 , 秦德先. 矿床数学经济模型及其在元江金 矿的应用 [J ] . 矿物学报 , 2001 , 21 (4) : 619～624 [ 3 ] 秦德先 , 洪 　托 , 燕永锋 , 等. 广西大厂锡矿 92 号 矿体矿床地质与经济 [ M ] . 北京 : 地质出版社 , 2000 [ 4 ] 秦德先 , 刘春学. 云南元江金矿矿床模型及矿产经 济 [J ] . 矿物学报 , 2001 , 21 (4) : 609～612 [ 5 ] 秦德先 , 陈健文 , 田毓龙. 广西大厂长坡锡矿地质 与成因 [J ] . 有色金属矿产与勘查 , 1998 , (7) 3 : 146～152 Researching on the Digital Information Systems of Mine and Its Application Qin Dexian , Chen Aibing , Yan Yongfeng , Gao Zhiwu , Yang Jianyu ( Faculty of L and Resource Engineering , Kunming U niversity of Science and Technology , Kunming 　650093 , China) [ Abstract] 　The article introduces several digital information systems of mine which established on PC platform by the author using the software package of mathematical economic modal of deposit , GIS software , and furthermore putting them into solving the dynamic management of mine produce , produce programming , produce scheme and decision optimization of systems , rational utilization of the resource , searching ore and increasing reserves on the margin or in the deep part of those old mines. etc , so improving the socialize economic efficiency of mining exploiture. [ Key words] 　mine digital information systems ; dynamic management ; rational utilization of resources ; ore2 forming prediction of mine 36第 4 期 王 　萍等 : 一种低电流纹波的低压大电流 DC - DC 变换器的研究