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舰船交流电力推进系统PWM 方式的比较

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舰船交流电力推进系统PWM 方式的比较 2006 年 2 月 电 工 技 术 学 报 Vol.21 No.2 第 21 卷第 2期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Feb. 2006 舰船交流电力推进系统 PWM方式的比较 徐蕴婕 邱阿瑞 袁新枚 邓 琦 清华大学电机系电力系统国家重点实验室 北京 100084 摘要 交流电力推进系统的设计需满足高效率 低谐波和低噪声的要求 本文介绍了推进电 机变频调速技术中正弦脉宽调制 SPWM 和空间矢量脉宽...
舰船交流电力推进系统PWM 方式的比较
2006 年 2 月 电 工 技 术 学 报 Vol.21 No.2 第 21 卷第 2期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Feb. 2006 舰船交流电力推进系统 PWM方式的比较 徐蕴婕 邱阿瑞 袁新枚 邓 琦 清华大学电机系电力系统国家重点实验室 北京 100084 摘要 交流电力推进系统的设计需满足高效率 低谐波和低噪声的要求 本文介绍了推进电 机变频调速技术中正弦脉宽调制 SPWM 和空间矢量脉宽调制 SVPWM 的生成原理 讨论了 实际舰船推进应用中死区时间的插入以及过窄脉冲的处理方法 在此基础上利用数字信号处理器 DSP TMS320LF2407A进行了实现 并对实验所得波形的谐波含量进行了计算与比较分析 实 验结果表明 与 SPWM相比 SVPWM具有谐波畸变率低 开关损耗小以及电压利用率高等优点 为舰船交流变频推进系统的 PWM 方式提供了一种解决方案 关键词 交流电力推进系统 脉宽调制 谐波 数字信号处理器 中图分类号 TM301.2 TM921.51 A Comparison of SVPWM and SPWM in AC Ship Power Propulsion Systems Xu Yunjie Qiu Arui Yuan Xinmei Deng Qi Tsinghua University Beijing 100084 China Abstract AC power propulsion systems have the requirements of high efficiency, low harmonics and noise. This paper introduces the principles of sinusoidal pulse width modulation (SPWM) and space vector pulse width modulation (SVPWM), discusses the dead-time insert and narrow-pulse disposal in ship propulsion applications, and realizes them based on digital signal processor (DSP) TMS320LF2407A. Computation and comparison are made in terms of experiments and harmonic analysis. The result shows that compared with SPWM, SVPWM has the advantages of less harmonic distortion, lower switching losses and higher voltage availability ratio, which has provided a solution to the PWM generation of AC ship power propulsion systems. Keywords AC power propulsion system, PWM, harmonics, DSP 1 引言 舰船采用综合电力推进系统是现代舰船技术的 一次跨越式发展 有利于舰船实现自动化 信息化 和智能化 对舰船电力系统来讲 大量谐波的存在 会使发电 输电和用电设备的效率降低 使电气设 备出现过热 产生振动和噪声 并导致绝缘老化 使用寿命缩短 甚至发生设备故障或烧毁 谐波还 会对通信设备和电子设备会产生严重干扰 对于中 压 6.6 kV 电力推进系统 挪威劳氏船级社规定 电压波形正弦总畸变率通常应不超过 10% 而对于 低压系统 根据我国 GB13030−91 船舶电力推进 系统技术条件 一般要求线电压波形的正弦总畸变 率不大于 5% 所以 对于交流电力推进控制系统 来说 选择合适的脉宽调制方式 优化控制策略 以便尽量减少谐波是一个必须重视的问题 为此 本文从脉宽调制技术角度出发 对正弦 PWM SPWM 和空间矢量 PWM SVPWM 这两种基 本脉宽调制方式在舰船交流变频推进系统中的应用 进行了比较 与 SPWM相比 SVPWM具有实现较 为容易 运算量小 谐波畸变少 开关频率低 以 及直流电压利用率高等优点 本文介绍了采用数字信号处理器 DSP TMS320LF2407A实现 SPWM和 SVPWM的原理及 国家自然科学基金资助项目 50477004 收稿日期 2005-09-22 改稿日期 2005-11-07 94 电 工 技 术 学 报 2006 年 2 月 方法 TMS320LF2407A是 TI公司专为电动机控制 而设计的定点 DSP 它具有低功耗和高速度的特点 单指令周期最短可达 25ns 片内两个事件管理器 EVA 和 EVB 模块各有 8 路 16 位 PWM 输出通 道 [1] 便于推进电机驱动系统的全数字构建 可大 大提高调速控制的实时性 可靠性 无疑是性价比 最理想的控制器之一 考虑到实际舰船推进系统中 功率器件的导通与关断均需一定时间 为了避免供 电逆变器上 下桥臂直通 需对其死区时间进行设 置 同时 为了减小开关损耗 可选择将过窄的脉 冲滤去 在此基础上 本文对生成的两种 PWM 波 形的谐波含量进行了计算与比较 2 原理及实现方法 三相 SPWM波的生成原理是 将一组三角载波 与三相对称正弦调制波进行比较 其交点即为三相 逆变器开关管导通或关断的时刻 通过改变正弦波 频率 就可改变电动机供电电源的频率 从而改变 电机转速 而改变正弦波幅值 则可改变输出脉冲 列的宽度 从而改变输出电压值 实际系统中 为减小 DSP的运算量 增强控制 的实时性 常采用对称规则采样法来实现 SPWM的 输出 如图 1 所示 这种方法以每个三角波底点对 称轴对应的时刻作为采样时刻 每个三角波周期 TC 只采样一次 因此 TC即为 PWM采样周期 由此生 成的 SPWM 脉宽为 C on C 2(1 sin ) 2 T t M t NT π = + 1 式中 M 调制比 正弦波与三角波幅值之比 N 载波比 三角波与正弦波频率之比 t 采样时刻 )1,,2,1,0(C −== NkkTt ! 图 1 对称规则采样法实现 SPWM Fig.1 Symmetrical regular sampling of SPWM 在利用 DSP的 PWM1 6引脚输出三相 SPWM 波时 根据桥式逆变器上 下桥臂开关管状态反相 的特点 可将 PWM1 3 5 设为高有效 PWM2 4 6 设为低有效 定时器 T1的计数方式设置为 连 续增 /减 作为载波信号 相应周期寄存器 T1PR 的值初始化为载波周期的一半 即 TC/2 根据式 1 装载 EVA中比较单元的比较寄存器 CMPR1 3 并 使三者 k 的取值互差 N/3 从而保持三相波形互差 120 当 T1不断增/减计数到与比较寄存器数值相 匹配时 PWM 信号产生翻转 形成脉冲 一个载 波周期内信号两次翻转之间的时间间隔即为相应脉 宽 每周期结束后 调用中断 更新 CMPR1 3值 相关引脚上输出的脉冲宽度也随之改变 从而生成 三相对称 SPWM 波形 SPWM 是从供电电源角度出发得到的 而 SVPWM 则是从电动机角度出发得到的 SVPWM 的原理是 以三相正弦波电压供电时交流电机的理 想磁通轨迹为基准 用逆变器不同的开关模式产生 的实际磁通去逼近基准磁通圆 从而减小转矩脉动 达到较高的控制性能 在三相桥式逆变器中 三个上桥臂可以形成 000 111 1 导通 0 关断 8 种开关状态的组 合 分别对应 8个基本空间矢量 如图 2 其中 000 和 111 为零矢量 其他为非零矢量 当输出电压矢 量 Uout旋转到某扇区时 可由组成该扇区的两个非 零矢量 Ux Ux+60分别作用 t1 t2时间构成 同时为 补偿 Uout的旋转频率 需插入零矢量 O000或 O111 作用时间为 t0 从而使输出电压矢量运行在圆形轨 迹上 如式 2    ++= ++= + 021C C0 111 000 C260C1out /// tttT TtTtTt xx O O UUU 2 式中 TC PWM 采样周期 图 2 基本电压空间矢量 Fig.2 Basic voltage space vectors 为了尽量减小器件的开关损耗 零矢量的添加 应遵循管子开关次数最少的原则 利用 TMS320LF2407A 的硬件功能 可直接产 生五段式 SVPWM波形 其中各基本空间矢量的切 换顺序如图 2 中弧线箭头所示 Ux Ux 60 第 21 卷第 2期 徐蕴婕等 舰船交流电力推进系统 PWM方式的比较 95 O111/O000 Ux 60 Ux 顺时针时取 − 逆时针时 取 + 零矢量的选择则由硬件自动完成 这样 可保证每个 PWM 周期中 总有一相的开关状态不 变 从而有利于开关损耗的减小 具体实现上 仍采用 EVA中的比较单元 除在 某些寄存器的设置与装载上有所不同外 其余与生 成 SPWM 波形时的设置类似 其关键步骤如下 1 将比较控制寄存器 COMCONA第 12位置 1 使能 SVPWM 功能 2 计算期望输出空间电压矢量 Uout在两相静 止坐标系中的分量 uα uβ 3 确定 Uout所在扇区 由此装配比较方式控 制寄存器 ACTRA 4 由表 1 计算两个非零基本矢量作用时间 t1 t2 5 将 t1值装入 CMPR1 t1+t2值装入 CMPR2 启动定时器操作 表 1 基本电压空间矢量作用时间 Tab.1 The operating time of basic voltage space vectors 扇区 U0 U60 U60 U120 U120 U180 U180 U240 U240 U300 U300 U0 t1/TC −Z Z X −X −Y Y t2/TC X Y −Y Z −Z −X 表中 X=uα ( 3 ) / 2Y u uα β= + ( 3 ) / 2Z u uα β= − + 利用 TMS320LF2407A中 EVA的比较单元输出 三相 PWM 波时 一个很大的优点就在于可通过死 区控制寄存器 DBTCONA对 PWM1 6引脚的输出 设置死区时间 在桥式逆变器中 同一桥臂的上 下两只开关管工作在反相状态 但由于实际管子的 导通与关断均需一定时间 其开关交替无法在瞬间 完成 因而需插入一段死区时间 以确保一只管子 完全关断后 另一只管子才打开 从而避免上 下 桥臂开关管直通所造成的器件损毁 此外 PWM 脉冲序列中 还存在一些脉宽过 窄的正负脉冲 它们会导致器件未完全导通就马上 关断 或未完全关断又立即导通 一定程度上加剧 了管子的开关损耗 所以 在编程时需对 CMPR1 3的值进行判断 对于过窄脉冲 将其滤除或拉平 3 实验波形及谐波分析 实验采用外部 15 MHz晶振 经 DSP内部二倍 频后 时钟频率变为 30MHz 计数周期为 33ns 设 两种 PWM 方式载波比为 30 PWM 采样频率 即 载波频率 为 3kHz 定时器 T1 周期寄存器 T1PR 值为 30MB/3kB/2=5000 参考三菱公司生产的智能 功率模块 IPM PS21869中 IGBT 的开关时间 设 死区时间为 8µs 在装载 CMPR1 3 的过程中 判 断正负脉宽是否小于 6%的脉冲周期 若小于 则 认为是过窄脉冲 需将其滤除或拉平 即 )3,2,1(0005CMPRthen 4700%945000 s313%94 3kHz 1 CMPR if 0CMPRthen 300%65000 s20%6 3kHz 1 CMPR if == =×= µ=× = =×= µ=× xx x x x 计数周期 计数周期 由此 可分别生成频率为 100Hz的三相 SPWM 和 SVPWM 脉冲序列 如图 3 图 4 所示 可以看 到 在采样频率相同的情况下 一周期内 SVPWM 的开关次数明显少于 SPWM 这是由于 SVPWM在 每个采样周期中总有一相的开关状态保持不变 从 而大大有利于开关损耗的减小 图 3 SPWM 电压波形 Fig.3 Voltage waveforms of SPWM 图 4 SVPWM 电压波形 Fig.4 Voltage waveforms of SVPWM 将示波器采集到的线电压数据输入 Matlab 进 行傅里叶分析 可得 100 Hz时 DSP 输出的 SPWM 和 SVPWM 线电压频谱 如图 5 所示 作为比较 将 PWM采样频率提高到 10 kHz 仍输出一组频率为 100 Hz的 SPWM和 SVPWM波 根据各次谐波幅值 计算它们的总谐波畸变率 结 果如表 2 96 电 工 技 术 学 报 2006 年 2 月 图 5 SPWM 和 SVPWM 线电压频谱 3kHz Fig.5 Spectra of SPWM and SVPWM 3kHz 表 2 SPWM 和 SVPWM 总谐波畸变率 Tab.2 Total harmonic distortion of SPWM and SVPWM fC=3 kHz fC =10 kHz 总谐波 畸变率 SPWM SVPWM SPWM SVPWM THDV % 75.05 60.16 65.31 44.89 THD % 10.25 2.58 4.87 1.67 表中 VTHD 电压总谐波畸变率 2 V 12 THD n n U U ∞ =   =   ∑ THD 电流总谐波畸变率 [2] 2 12 THD n n U nU ∞ =   =   ∑ n 谐波 次数 U1 线电压基波幅值 Un 线电压 n 次谐波幅值 从频谱图中可以看到 SPWM和 SVPWM的谐 波主要集中在采样频率及其整数倍附近 且谐波幅 值的极大值随采样频率倍数的增大而迅速衰减 从 谐波分布趋势上讲 SPWM相对集中 幅值较大 SVPWM 则相对分散 幅值较小 由表 2 计算所得 的总谐波畸变率可知 SVPWM 方式输出波形的谐 波含量低于 SPWM方式 能够满足舰船交流电力推 进系统的要求 由表 3 线电压基波幅值计算可得 在直流侧电 压值相同的情况下 采样频率为 3 kHz和 10 kHz 时 SVPWM 的基波幅值比 SPWM 分别约高 14.8%和 13.8% 接近 SVPWM 比 SPWM 电压利用率高 15.47%[2]的理论值 实验中 DSP 对 PWM 策略的 数字化离散 死区时间的插入以及窄脉冲的滤除 一定程度上都导致了 PWM 谐波含量高于理想输出 时的情况 [3] 可以看到 不论何种生成策略 随着 PWM 采样频率的提高 即载波比的提高 所得 PWM 波对低次谐波的抑制能力越强 由于 PWM 电流 波形对正弦波的近似主要依靠电动机绕组的滤波 作用来完成 谐波次数越高 幅值越小 电流的 总谐波畸变率就越低 波形的正弦度也就越好 因此 在逆变桥器件开关频率允许的情况下 可 通过提高载波比来提高 PWM采样频率 从而提高 谐波电流频率 减小谐波电流幅值 4 结论 两种 PWM 方式的谐波主要出现在采样频率及 其整数倍附近 幅值极大值随倍频的增大而迅速衰 减 SVPWM 对直流侧供电电压的利用率高于 SPWM 总谐波畸变率低于 SPWM 开关次数少于 SPWM 开关损耗较小 为舰船交流电力推进系统 的 PWM 方式提供了一种有效的解决方案 在推进 系统逆变器件开关频率允许的情况下 除了选择先 进的 PWM 策略 还应尽可能地提高载波比来减小 谐波电流 从而减小推进电动机的转矩脉动 此外 基于 DSP发生 PWM信号的算法简单 实时性强 硬件成本低 非常有利于现代舰船电力推进系统的 全数字实现 表 3 不同采样频率时 SPWM 和 SVPWM 线电压谐波幅值 Tab.3 Line voltage harmonic amplitudes of SPWM and SVPWM on different sampling frequencies (单位 V) 谐波次数 1 5 7 11 13 28 29 31 32 SPWM 4.3680 0.3216 0.1756 0.1176 0.1047 1.4582 0.6510 0.8067 1.1262 fC=3 kHz SVPWM 5.0144 0.2713 0.0707 0.0980 0.0992 0.9668 0.1180 0.0803 0.9831 SPWM 4.4406 0.2175 0.1433 0.1074 0.1319 0.0890 0.0502 0.0529 0.1193 采样 频率 fC=10 kHz SVPWM 5.0516 0.1835 0.0318 0.0725 0.0244 0 0.0368 0.0504 0 下转第 102 页 频率 /Hz 102 电 工 技 术 学 报 2006 年 2 月 图 3 原动机输入扰动时系统响应曲线 Fig.3 Responses of the system to disturbance of prime mover input 5 结论 本文定义状态变量与它们的参考轨迹之间的偏 差为目标状态方程 同时结合预测控制理论知识 进行非线性预测控制设计 得到了一种新的非线性 预测综合控制设计方法 仿真结果表明 该方法能 有效地解决由于调压或调功所带来的静态偏移 能 很好地协调发电机组的动态性能和静态特性 解决 了非线性控制设计中按单状态量来选取输出函数所 存在的缺陷 充分发挥了励磁控制和汽门开度控制 的作用 达到了综合控制的目的 参考文献 1 卢强 , 孙元章 . 电力系统非线性控制 . 北京 :科学出 版社 1993 2 陈伟 . 大型汽轮发电机非线性综合控制器设计 . 厦 门大学学报 自然科学版 , 2001, 40(5): 1022 1027 3 Youyi Wang, David J Hill, Richard H Middleton, et al. Transient stability enhancement and voltage regulation of power systems. IEEE Trans on Power System,1993,8 2 : 620 627 4 李啸骢, 程时杰, 韦化等 . 一种高性能的非线性励磁 控制 . 中国电机学报 , 2003,23 12 : 37 42 5 李啸骢, 程时杰, 韦化等 . 具有多性能指标的汽轮发 电机非线性综合控制. 中国电机工程学报, 2003 23 4 : 96 101 6 黄健 , 涂光瑜 , 陈德树 . 发电机的非线性综合控制 . 电网技术 , 1997, 21 3 : 5 9 7 葛友, 李春文 , 孙政顺. 逆系统方法在电力系统综合 控制中的应用. 中国电机工程学报, 2001, 21 4 : 1 4 8 戴先中, 张腾 , 张凯锋等 . 发电机励磁与汽门系统解 耦控制的神经网络逆系统方法 . 中国电机工程学报 , 2002, 22 11 : 75 80 作者简介 刘 辉 男 1978 年生 博士研究生 研究方向为电力系统非线 性控制 李啸骢 男 1959年生 博士 教授 研究方向为控制系统计算机 辅助设计 电力系统动态仿真及计算机实时控制 电力系统非线性 控制 电力系统预测控制 上接第 96 页 参考文献 1 刘和平, 严利平, 张学锋等. TMS320LF240x DSP 结 构 原理及应用. 北京: 北京航空航天大学出版社 2002 2 李永东 . 交流电机数字控制系统 . 北京 : 机械工业 出版社 , 2002 3 Profumo F, Boglietti A, et al. Space vector and sinusoidal PWM techniques comparison keeping in account the secondary effects. 3rd AFRICON Conference, 1992: 394 399 4 梅从立, 刘国海, 廖志凌. 空间矢量 PWM 谐波分析及 其对电机转矩的影响. 微特电机, 2004 7 : 16 19 5 Smith K S, Ran L. PWM drives: voltage-type harmonic sources in power systems. IEE Proc. Gener. Transm. Distrib. , 1998 145 3 293 299 作者简介 徐蕴婕 女 1982 年生 硕士研究生 主要研究方向为电机控制 电力电子技术 邱阿瑞 男 1946 年生 教授 博士生导师 主要从事电力电子 技术及应用 电机控制 特种电机等领域的研究 机 端 电 压 (p u) 功 角 /r ad
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