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定向耦合器

2017-09-20 42页 doc 88KB 49阅读

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定向耦合器定向耦合器 ------------------------------------------------------------------------------------------------ 定向耦合器 单位代码: 10293 密 级: 硕 士 学 位 论 文 学 业 科专 研 向 究方 申 请 学 位 类 别 论 文 提 交 日 期 摘要 I Abstract Reader is an important part of the RFID system, and the reader s...
定向耦合器
定向耦合器 ------------------------------------------------------------------------------------------------ 定向耦合器 单位代码: 10293 密 级: 硕 士 学 位 论 文 学 业 科专 研 向 究方 申 请 学 位 类 别 论 文 提 交 日 期 摘要 I Abstract Reader is an important part of the RFID system, and the reader send and receive isolation is one of the key performance of RFID system. At present, the most common methods to improve the reader transceiver isolation degree is to add directional coupler in front of the reader antenna feed network.The traditional directional coupler isolation and working bandwidth is narrow,and can not meet the requirements if the RFID system. In this paper,we focus on the branch line of directional coupler and research on how to improve the isolation and increase bandwidth. The main work and innovation of this paper include: (1) We use method of old-even mode to analyze the double branch line directional coupler,and use the HFSS simulation software to model —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ and simulation,find the directional has a low degree isolation shortcoming. In order to increase isolation of the directional coupler,according to the theory of destructive power we increase a short branch section in the port, and design a 3dB dual-branch directional coupler with a short branch section.This method is simple in structure, easy to implement, and can greatly improve the coupler isolation. (2) We process the 3dB dual-branch directional coupler with a short branch section into objects, using a vector network analyzer to measure it,finally compare the simulation results and measurement results and found the isolation has been improved in the very great degree but the bandwith is not obvious increased. (3) Base on the dual branch line directional coupler,we sum an effective operating to improve its bandwidth approach:increase the coupling path,and design a 3dB three-branch line directional coupler, the coupler can greatly expand the bandwidth.Base on the dual-branch line directional coupler with a short branch section we design a 3dB three-branch directional coupler with a short branch section,The directional coupler significantly increases the operating bandwidth, and improve the isolation. Key words: the RFID system, isolation , short branch section, directional coupler II —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 目录 第一章 绪 论 ............................................................................................................................................................. 1 1.1 研究的背景与意 义 .................................................................................................................................... 1 1.2 RFID系统基本介 绍 ................................................................................................................................... 1 1.3 RFID系统现状和进 展 ............................................................................................................................... 3 1.3.1 RFID系统使用现 状 ........................................................................................................................ 3 1.3.2 RFID系统中读写器收发隔离技术的重要程 度............................................................................. 3 1.4 本文的主要工作及内容安 排 .................................................................................................................... 4 2.4 本章小 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 结 .................................................................................................................................................. 18 3.1.2 微带线理论分 析 ........................................................................................................................... 21 3.2.3 相关参数优化与结果分 析 ........................................................................................................... 31 3.3 本章小 结 .................................................................................................................................................. 40 第四章 实物测试与结果分 析 ............................................................................................................................... 41 4.1 实物加工与测 试 ...................................................................................................................................... 41 4.2 测试结果与仿真结果分 析 ...................................................................................................................... 44 4.3 本章小 结 ...............................................................................................................—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ ................................... 47 5.2.2 参数优化与结果分 析 ............................................................................................................... .... 56 5.3 本章小 结 ............................................................................................................... ................................... 61 第六章 与展 望 ............................................................................................................... ................................ 62 III 参考文 献 ............................................................................................................... .................................................. 64 IV 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第一章 绪论 第一章 绪论 1.1 研究的背景与意义 无线射频识别技术(Radio Frequency Identification,RFID)是一种非 接触式的自动识别技术,它的主要特征是运用射频信号和空间耦合传 输特性,达到对被识别物体的自动识别[1]。RFID技术是在雷达的理 念的基础上,并由此进化出来的一类新型自动识别技术。19世纪40 年代,哈里斯托克曼所创新的“利用反射功率的通信”从而奠定了无 线射频技术的相关基础理论[2]。 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 无线射频识别系统一般由电子标签(应答器)和阅读器(读头)这两个部分构成。RFID的现实运用中[10,11],电子标签贴敷于被识别物体的表面或内部,每当带有着电子标签的被识别物体经过它的可识读范围内,阅读器可以自己用非接触的方式将电子标签中的识别信息提取,进而达到自动收集物品标志信息或自动识别物品的性能。 RFID技术起始于上个世纪90年代,它是一个新的自动化识别技术,而且发展迅速且得到了很大的肯定。RFID是一类新型的无接触识别技术,它运用发射射频信号经过空间的耦合来自动识别需要识别的物体。RFID技术相比于早期的识别技术如IC卡等最大的优势在于其并不需要与待识别物体接触就可以实现自动识别的功能,因此这一技术在射频通信领域得到了十分迅速的发展。无线射频识别技术应用范围非常大,如制造,信息,材料等新技术方面,也覆盖了无线通信,芯片设计,集成系统,信息安全等层面。在21世纪初,美国,欧洲等西方发达国家及地区已申请了数千项涉及到RFID的专利。因而,我国目前将RFID技术的列入深入研究已经是迫不及待且有着十分重大的影响。 RFID技术的研究迅速依赖着很多技术的共同进步。其所涉及的关键技术包括:芯片、无线接收发、电磁传播、数据转换和编码等。RFID技术的发展路程已经跨过50个年头,21世纪的这些年中它的发展很快。伴随技术的迅速发展,RFID衍生物品的类别将会越来越多,而随之而来的应用也会更多。能够想象到,今后的岁月中,RFID技术仍继续维持以这种快速的发展趋势[9]。 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 1.2 RFID系统基本介绍 RFID的实现形式如下1-1,它的构成由读写器,电子标签和后台数据管理系统这个三个 1 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第一章 绪论 模块[4]。该系统的基本原理为:读写器利用天线发射指定频率的射频信号给电子标签,电子标签运用耦合机制反馈数据信息于读写器,再经过后台数据管理对数据信息进行相关处理和分析并发出有关的处理信号给射频终端设备。 图1.1 RFID的基本结构图 读写模块和信号发射接收这两块构成了阅读器,而读写模块又由读写电路和读写程序这两块组成,读写器则是用来链接应答器和应用系统,信号发射和接收部分由射频信号放大器、滤波器、检波器及发射天线等几部分共同构成[5]。RFID系统的标签是芯片电路和元件两块所构成。标签是含有识别信息且有具有表明身份信息的编码,标签由天线、电容和芯片等几个部分组成。对于标签的种类,当今市面上的标签有下面几种:无源、有源和半有源半无源。后台数据管理系统承担的主要职责是对数据信息进行存储及处理操作,此系统可以是功能唯一的本地软件,也可以使用集成了无线射频识别系统管理模块的分布式ERP管理软件来替代 [7]。 一个完整的RFID系统的运行过程如下,读写器天线连续将指定频率的信号发射到周围的空间当中去,每当在读写器的可识读范围内—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 进入了具有电子标签的识别物体时,此时电子标签内的天线和线圈能够感应出相应的感应电流。此时,电子标签就会利用感应出来的电流为自己提供能量,使得标签芯片内存储的待识别物品的数据信息由标签天线发射出去,当读写器天线接收到电子标签返回的电磁信号时,把该电磁信号经过检波和解码,再将接收到的数据信息反馈给后台的数据库管理系统进行数据分析和整合处理,然后管理系统将所获得的识别物数据信息和自身数据库数据进行比对,最终完成对待识别物的识别目的[2-4]。 2 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第一章 绪论 1.3 RFID系统现状和进展 1.3.1 RFID系统使用现状 目前国际上使用的RFID系统的工作频段主要包括低频(LF)、高频(HF)和超高频(UHF)以及微波频段这四个不同的频段[7]。低频RFID系统主要工作频段是100kHz-500kHz,通常用的工作频率是125kHz和134.2kHz两种;高频RFID系统主要工作频段是10MHz-15MHz,比较常用的工作频率是13.56MHz;超高频RFID系统主要工作频段是850MHz-960MHz,比较常用工作频率是915MHz;微波RFID系统主要工作在2.4GHz-5Ghz频段。具体情况见表1.1[12]: 表1.1 不同频段的RFID系统详情 1.3.2 RFID系统中读写器收发隔离技术的重要程度 众所周知,RFID系统中读写器和电子标签之间是用数字信号信息进行传输和交换的,射频标签和读写器中的天线只能发射和接收模拟—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 信号,那么,首当其冲的就是要把数字信号变换成模拟信号然后经天线发射出去。而在收发具有相同频率的RFID系统中,读写器的发射信号和接收端的接收信号难免要产生同频互扰,此时读写器的抗干扰能力的强弱就对整个RFID系统的使用质量就起着非常重要的影响。读写器的抗干扰能力具体体现在读写器的收发隔离性能方面。因此,读写器天线的收发隔离性能的好坏直接决定了整个RFID系统的运行质量的好与坏,如果读写器天线的收发隔离性能较差,就会造成接收端接收到天线发射端的同频强信号,从而对信号接收机进行干扰,造成信号处理出现误码,对整个RFID系统的正常使用产生了严重的危害 [13,14]。 3 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第一章 绪论 RFID系统中至关重要的一部分就是读写器,它的结构图如下1.2所示,它的好坏将会对整个RFID系统都产生一定影响。常见的RFID系统中采用环行器作为收发隔离器来提升隔离度,然而环行器是基于铁氧体制作而成的,成本高,体积大,隔离度较低,并不满足RFID读写器的隔离度要求[43-45]。 图1.2 读写器结构图 1.4 本文的主要工作及内容安排 第一章,主要从结构,工作原理等内容对RFID系统作了系统的描述,同时根据有内外 4 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第一章 绪论 RFID系统的背—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 景和发展趋势对RFID系统的重要性进行详细的分析,并对该结构中 读写器收发隔离度的重要性进行了分析。 第六章,对本文主要研究工作的内容总结,并对过程中出现的问 题作了分析,最后对下一步工作提出展望。 5 图2.1 耦合器示意图 6 分析四端口网络,若设网络是互易并且各个端口都匹配[21],那 么S矩阵就为: ?0?S[S]??12 ?S13???S14 S120S23S24S13S230S34S14??S24?S34??0?? (2.1) 当网络是无耗的,使矩阵中的第一行和第二行以及第三行和第四 行进行乘法运算: **SS?SS24?0 (2.2) 132314 **SS?SS23?0 (2.3) 141324 现以S24*乘式(2.2),以S13*乘式(2.3),并用二者所得进行 减法运算,得出 *S14(S13?S24)?022 (2.4) —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 同样由矩阵第一行和第三行及第二行和第四行展开乘法运算得: **SS?S 122314S34?0 (2.5) **SS?SS23?0 (2.6) 141234 现以S12乘式 (2.5),以S34乘式(2.6),并用二者所得结果进行 减法运算,得到 S23(S12?S34)?022 (2.7) ?0S12S130???S00S24? S??12 (2.8) ?S130?0S34??0SS02434?? 然后,将所得幺正矩阵的每一行进行自乘,能够得到以下关系式: ?1 (2.9) S12?S13)22 (S12?S24)?1 (2.10) (S13?S34)?1 (2.11) (S24?S34)?1 (2.12) 由式(2.9)和(2.10)可得:S13?S24,同样的也可由式(2.11)和(2.12) 得:S12?S34。 2222227 假设其中三个端口输出信号的幅度值和相位值,可将上面方程做 进一步简化。假设 S12?S34??,S13??ej?和S24??ej?,其中?和?是实数、?和?则是待求 的相位常数。 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 把式 (2.8)的第二行与第三行进行乘积运算得: ** S12S13?S24S34?0 (2.13) 将S12?S34??,S13??ej?和S24??ej?带入上式可得 ??(ej??e?j?)?0 (2.14) 从而可得出待求的相位常数?,?两者存在和的等式: 1) 对称耦合器:?????/2,如果含有实数?的所有项的相位相等。则矩阵就变成了以下形式: S? ? 0j? j?00 0j? ?j? ? (2.16) ? 2) 反对称耦合器:???,如果振幅?的所有项的相位差为180度。则矩阵就变成了下式: S? ? 00 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ ? 00 0?? ?? ? (2.17) ??? 特别留意,此两类耦合器的唯一的不同就是参考平面的选取不同。 此外,振幅?和?应满足式(2.9),则有: ?2??2?1 (2.18) 符合式(2.4)和式(2.7)还有另外一类方法:假设S13?S24和S12?S34。 使用相同的办法,如果选择相位参考点,使S13?S24??和S12?S34?j? (满足式(2.15)),则由式(2.2)可得: 8 (1)耦合度:当每个端口都端接匹配负载时,输入端口1的输 入功率P1除以耦合端口3的输出功率P3的值。 耦合度一般简记为C,并以dB单位,即 C(dB)?10lgP1??20lg? (2.19) P3 (2)隔离度:隔离端口的功率除以输入端口的功率。 9 I(dB)?10lgP1??20lgS14 (2.20) P4 通常方向性为D,并以dB为单位,即 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ D(dB)?10lgP3? (2.21) ?20lgP4S14 方向性,耦合度和隔离度存在一定的联系,隔离度在数值上等于 耦合度与方向性相加,即: I(dB)?D?C (2.22) (4)输入驻波比:当2,3,4这三个端口都端接匹配负载时端 口1的电压驻波比。 通常记为VSWR,即 ??1?S11 (2.23) 1?S11 10 主线 副线 表2.1 耦合器各端口间相位存在关系图 11 (a) (b) 单孔耦合器结构虽然简单,但它的缺点是工作带宽非常的窄。为 了满足宽带宽的要求,一种提高工作带宽的方法就是在耦合器的公共 窄壁上添加一些耦合孔,利用这些耦合控之间的相位叠加原理可以一 定程度上改善工作带宽。 12 42 31 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 13 1 假设信号经1端口输入,那么该信号经A点到D点有两个方式:一是由A直接到D,波程为1/4波长;二是沿着A到B到C然后传输到D,总波程为四分之三波长[23]。明显可以看出沿着两条不同路径传输到D点的两路波的波程之间差是二分之一波长,而与此对应的相位差为π。假如通过选取每一段传输线的特性导纳,使得此两路波的电压振幅相等,那么两者相消,则4端口即为隔离端口。总之,当1端口进入信号时,2端口则是直通端,3端口则是耦合端,4端口则是隔离端。 14 ?0j10???1?j001? S? (2.24) ?100j???01j0?? 输入 1直通 2 隔离 4耦合 3 15 对称线 I=0,V=MAX (a) —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 开路线(隔离端口) 对称线V=0,I=MAX (b) 短路线(隔离端口) 根据激励的对称与反对称的特性,该网络可以分为两个不存在耦 合的二端口网络,此二端口网络分别是图2.11(a)与(b)。上面两个网 络的端口输入波振幅为1+1/2或1-1/2,由此可以 16 得到耦合器的每个端口处的输出波振幅分别可写为: B1? 11 ?e??0 (2.25) 2211 ?e??0 (2.26) 2211 ?e??0 (2.27) 2211 ?e??0 (2.28) 22 B2? B3? B4? 式中?e,?0和?e,?0的值分别是偶模与奇模的反射系数及传输 系数。首先分析偶模二端口网络2.11(a),该结构系统中的ABCD矩阵 可以通过此结构中每个级联器件的ABCD矩阵乘积所得: ?A ??C —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ ?0 ?10??B? ????D?e?j1? 01??1j??1??????j1j?1????0??? (2.29) 上面表达式中的矩阵都能够逐一利用查找常用的二端口电路ABCD矩阵表得到,并联开路?/8短截线的归一化导纳是Y=jtan?l=j。再通过查找二端口网络转换表,可以将ABCD矩阵转换成对应的S矩阵,从而得到反射和传输系数。即: ?e?S11? A?B?C?D ?0 (2.30) A?B?C?D 2 (2.31) ? A?B?C?D?e?S21? 以此类推,经过计算求得关于奇模二端口网络的ABCD矩阵表达式: ?AB?11j?) (2.32) ?? j1?CD?o 因此,又可以得到它的反射系数?0和传输系数?0: ?o?S11?0 (2.33) —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ ?o?S21? 1?j) (2.34) 将式(2.30)(2.31)(2.33)(2.34)分别带入(2.25~2.28),就能 得到以下结果: 17 B2?? B3??-90?相位移) (2.36) (1端口到2 端口功率减半, (1端口到3端口功率减半,-180?相位移) (2.37) B4?0 (4端口没有功率输出) (2.38) 2.4 本章小结 18 此电路图经过ADS仿真得到如图3.2、3.3、3.4和3.5的关于S 参数图及2,3端口的相位差图和驻波比图。 dB(S(3,1))dB(S(2,1))freq, GHz 图3.2 仿真S21和S31参数图 19 dB(S(1,1))dB(S(4,1))freq, GHz 图3.3 仿真S11和S41参数图 phase(S(2,1))-phase(S(3,1))freq, GHz 图3.4 端口2和端口3的相位差 20 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ (1+abs(S(1,1)))/(1-abs(S(1,1))) freq, GHz 3.1.2 微带线理论分析 微带线是一类当今最常运用的传输线,由于其不仅可以和其他有源及无源器件集成同时其制作也比较容易。微带线的模型示于图3.6(a),最底层是一层接地板,最上层是宽度为W的导体薄片,中间是厚度为d、相对介电常数值是?r的介质基板。其电力线和磁力线图如下 3.6(b)所画。 (a) 21 (b) 图3.6微带传输线:(a)立体图(b)电力线和磁力线截面图 假设没有电介质即介电常数为1,则可将这个传输线假设成一个由双线组成的传输线,其可由宽度大小为W、两个间距为2d的平的带状导体构成[22]。 由于场线分别分布在电介质和空气中,可以得到有效介电常数存在以下关系: 1<?e<?r 微带线的有效介电常数为: ?e= ?r?1 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 2 ? ?1?1 2 1 (3.1) 对于已知的微带线尺寸可根据已有公式求得其特征阻抗大小: Z0 ??d608W? ln????,W?14d??W? (3.2) ?? 120,W?1 微带线的宽度W和厚度d两者的关系可以用特征阻抗Z0和介电常数?r来表示: ? ?W? ??d?2[B?1?lnB(2? ??? 8eA , e2A?2??1???1rn(??Bl? 2?r?? W?2 (3.3) —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ ?0.61? 1)??9W?2], ?r?? 其中, A? Z0 60 377? ?r?1?0.11? 0.23??? (3.4) ?r?1??r? B? (3.5) 22 图3.7中该分支线耦合器的中心频率为915MHz,可以由式(3.1~3.5)计算出每条微带线的宽度。而微带线的长度可以由以下式子求出(相移为90度): ???l (3.6) ?=k (3.7) k0=2?fc (3.8) 本文中选择介电常数?r =2.2的Rogers RT 5880的介质基板,其厚度大小是1mm,微带线特征阻抗分别是50?和35.4?。由上述数据可通过Txline等专业软—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 件求得微带线的尺寸:特征阻抗为50?的微带线宽度为:W0=3.07mm,90度相移长度为:L0=59.78mm;特征阻抗为35.4?的微带线宽度为:W1=5mm,90度相移长度为L1=58.9mm。由以上数据,运用HFSS软件对其建模并仿真,得到以下结论: 23 由图3.9耦合器端口2和端口3的相位图可知,在中心频率处端口2的相位约为-4.62度,端口3的相位约为85.73度,两者差值约为90.35度,并且两个端口的相位图程线性关系,可知相位差在中心频率左右范围内几乎维持90度上下。 24 由图3.10图能够看出,端口1于中心频率处的电压驻波比为1.134,且在一定的频率范围内均能保持驻波比低于1.25,由此得出结论耦合器的回波损耗较小。 图3.11 优化后耦合器S参数图 由图3.11可知优化过后的耦合器的S参数有了明显的提高,在中心频率处S11=-41.10dB,S21=-2.96dB,S31=3.36dB,S41=-41.41dB,从图中可以看出|S41|>30dB的工作带宽为32MHz。将优化后的S参数图与未优化的S参数图对比发现,隔离度有了很大的提高。 25 图3.12 优化后耦合器端口2和端口3相位图 由图3.12可知在中心频率915MHz处端口2的相位为87.05度,端口3的相位-2.57度,所以端口2和端口3的相位差为89.62度。 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 图3.13 优化后耦合器端口1输入电压驻波比图 由图3.13可知,端口1的输入电压驻波比值是1.0178更加接近1,表示耦合器优化后的损耗变得更小。总结图3.11~3.13,优化后耦合器的各种参数都有了很大的改善。 26 27 ?b1??0TCI??a1??????? T0IC??a2??b2? ???? (3.9) ???CI0T?a3 ?b3??????b???ICT0???4??a4? 式中b1,b2,b3,b4分别表示1,2,3,4端口的反射波,a1,a2,a3,a4分别表示1,2,3,4端口的入射波。I,C,T分别表示隔离,耦合和直通因子。 ?b1??C2?T?C??1?C??????? ?b2???T?C??I2?C?T??? 2?b??1?C??C?T??T????4??升,所以端口3的反射系数可以表示为式(3.12), ?a1? ?? ?a2? (3.11) ?a??4? TC) ?=- (3.12) 根据传输线理论可以得到:反射系数?为 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ V0?Z?Z0 ?=??in (3.13) Zin?Z0V0输入阻抗为: Zin?Z1 RL?jZ1tan?a (3.14) Z1?jRLtan?a 端口1泄露至端口4的信号和端口1耦合至端口3信号的相位相差为四分之一波长,如果想使得端口3的反射信号和端口1泄露到端口4的信号的相位正好相反,即相位相差二分之波长,则微带短路支节线的长度应大约为四分之波长。 [26-27] 。 28 运用Txline等相关软件可以求出每条微带线的尺寸:特征阻抗为Z0=50?的微带线尺寸为:W0=3.07mm,L0=59.78mm;特征阻抗为Z1=Z0/?微带线的尺寸为:W1=5mm,L1=58.9mm;最后考虑微带短路支节线的尺寸,由上一节的分析可知,微带线长度长度近似为四分之波长,所以假设L2=59mm,考虑到微带线宽度的改变可以调整端口3反射功率,假设W2=1mm,并且假设此微带短路支节线和特征阻抗大小是Z0=50?的微带线的距离为四分之一波长的一半即八分之一波长,所以假设Lp=30mm。 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 29 30 分析图3.17和图3.18可知,端口2和端口3在中心频率908MHz时的相位分别为89.50度和-1.65度,可以得出端口2和端口3的相位差为91.15度,从图中可以看出其相位呈线性,可知在中心频率周围的频段内仍能保持相位差在90度左右。从图3.18可以看出在中心频率处,耦合器输入端口1的电压驻波比为1.13,表明端口1的回波损耗较小。 3.2.3 相关参数优化与结果分析 1. L0的优化 31 图3.19 S41随L0变化图 2.L1的优化 图3.20 S41随L1的变化图 3.W0的优化 32 图3.21 S41随W0变化图 4.W1的优化 图3.22 S41随W1变化图 经过上述通过L0、L1、W0、W1对该耦合器关于S41参数的变化曲线图分析,发现W0、W1对其隔离度的影响最大,根据图3.19~3.22的隔离度曲线变化,经过优化后的的数据为: —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 33 图3.23 优化后S参数图 图3.23 优化后相位图 34 图3.24 优化后驻波比图 1.Lp的优化 图3.25 S41随Lp变化图 从图3.25可知,Lp以2mm间隔在[26mm~30mm]变化时,带短路支节双分支线定向耦 35 2.L2的优化 图3.26 S41随L2变化图 3.W2的优化 图3.27 S41随W2变化图 36 通过对参数L0、L1、Lp、L2、W0、W1和W2优化分析,得到其优化后的参数为W0=3.05mm,L0=59.78mm,W1=5.2mm,L1=58.9mm,W2=1mm,L2=62mm,Lp=30mm,此时微带短路支节线的特征阻抗为94.6?,电长度为90.56度。将优化后的数据代入HFSS中仿真,参数如下: 图3.28 优化后S参数图 37 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 图3.29 优化后端口2和端口3相位 图3.30 优化后的驻波比图 32.4MHz(891.1MHz~923.5MHz),在此范围内,端口2和端口3在90度左右,端口1的驻波比保持在大于等于1且小于等于1.1。此外,发现|S11|<40dB,|S41|<30dB时,工作带宽为10.2MHz(902.1MHz~912.3MHz)。 38 (a)S11对比图 (b)S41对比图 (c)S21对比图 (d)S31对比图 39 3.3 本章小结 40 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第四章 实物测试与结果分析 第四章 实物测试与结果分析 4.1 实物加工与测试 利用矢网分析仪对此加工模型进行实际测量,并分析出性能结果,如下所示: 41 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第四章 实物测试与结果分析 根据图4.3可知,该实物的中心频率为910MHz,当同时满足—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ |S11|<20dB和|S41|<20dB条件的带宽为73MHz(875MHz~948MHz);而同时满足足|S11|<30dB和|S41|<30dB的带宽为18MHz(902MHz~920MHz)。从图中还可以看出在中心频率910MHz处端口1和端口4的隔离度存在最大值37.262dB。再把S11和S41的测试值与仿真值作分析比较得到:实物中心频率是910MHz而仿真值中心频率是908MHz,相比而言实物更接近915MHz;实物满足|S11|<30dB和|S41|<30dB条件的带宽为18MHz(902MHz~920MHz),较仿真同条件的带宽32MHz(891MHz~923MHz)略有减小;实物位于中心频率处的隔离度37.276dB,比仿真所得的63.2dB偏小。 误差原因:一、测量时端口负载不匹配;二、矢网分析仪有一定的设备偏离;三、校准精度不够。 42 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第四章 实物测试与结果分析 图4.5 带短路支节双分支线定向耦合去端口2和3信号幅度差图 43 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第四章 实物测试与结果分析 从图4.6可知,在工作带宽(902MHz~920MHz)范围内端口2和端口3的相位差为 综合分析,得出如下结论:端口1和端口4的工作带宽为—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 18MHz(902MHz~920MHz);在中心频率910MHz处的最大隔离度绝对值为37.267dB,表明该实物有一定的带宽和高隔离度的特性。同时,端口2和端口3的幅度差满足||S31|-|S21||<0.558dB,中心频率处幅度差||S31|-|S21||<0.550dB,说明该实物拥有很好的等幅输出特性;而端口2和端口3的相位之差为(89.63?~90.49?),中心频率处该值为90.21度,误差范围为0.86度,说明所加工实物直通端和耦合端有很好的正交性。 4.2 测试结果与仿真结果分析 将上一节的测试结果与之前的仿真结果进行对比,下面对各个性能指标进行具体的分析比较,结果如下: 44 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第四章 实物测试与结果分析 从图4.7可知,该加工实物S11测量值和仿真值的结果曲线几乎一致,加工实物测量的工作带宽(|S11|<30dB)较仿真值的工作带宽略微要小。实物的中心频率较仿真的中心频率较由偏移,并且在中心频率处的S11值实物测量值较小。 45 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第四章 实物测试与结果分析 (902MHz~920MHz),实物的两个端口幅度差值能保持比较小范围内,表明直通端和耦合端的输出信号幅度大小相同。 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 46 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第四章 实物测试与结果分 析 4.3 本章小结 47 1 4 (a) 48 南京邮电大学硕士研究生学位论文 图5.2 (a)偶模 (b)奇模 如图5.2,假设特征阻抗Z0=1,各副线上导纳分别为: a1,a2,??????,an,各主线上导纳分别为:b1,b2, ??????,bn-1。根据耦 合器对称性可知: ??ar?an?r?1,r=1,2,?????? (3.1) ?b?b??rn?r 若假设t=jtan?,对于偶模则其副支线上的传输矩阵是: ?1 ??ait0?? (3.2) 1? 由于主支线上的点长度大小是2?,其传输矩阵可表示如下: ??1?1 ??bt?it???bi?????1???2?2?21?tt?1?b (3.3) —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ i2??1?t?2bt1?t2??i? 将每个器件的ABCD矩阵表达式相乘,所得传输矩阵表达式如下: ?A ?e ??Ce??2n?1(1?t)De??Be?1?An?1(t2)tBn?2(t2)??? (3.4) 22??tCn?1(t)Dn?1(t)?? 同理,对于奇模,也同样能够得出该传输矩阵如下: ?Ao???CoBo?n?1??(?1)Do????Ae???Ce???1??1??n?12?n?1???Be????1ttt????????n?1?2?1??1?1?t??De????t??t???????1?1?1??Bn?2?2???An?1?2?tt???t??? (3.5) ?1??1??1??Cn?1?2?Dn?1?2???t??t??t??? ???A?D???2 A?D?B?B?C?A?D?B?C (3.6) ?? 1 令F??2 (3.7) C??e?o????满 足切比雪夫多项式,可求得a1,a2,??????,an,b1,b2, ???eo? ??????,bn-1[30-34]。 根据文献[28]可知,当分支线数为三时,即n=3时,a1=0.4149, a2=1.3432,a3=1.3774, 49 dB(S(4,1))dB(S(3,1))dB(S(2,1))dB(S(1,1))freq, GHz 50 phase(S(2,1))-phase(S(3,1)) freq, GHz (1+abs(S(1,1)))/(1-abs(S(1,1))) —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ freq, GHz 从图5.5~图5.6可知,端口3和端口3的相位差在工作带宽内都能保持90?(-270?)左右,端口1的电压驻波比范围(1~1.068),表明其回波损耗很小。 51 利用Txline特征阻抗计算软件来计算每条微带线在中心频率915MHz时的的尺寸:特征阻抗为Z0=50?的微带线尺寸为:W 0=3.07mm,L0=59.78mm;特征阻抗为 Z1=Z0/b1=50/1.3774=36.3?的微带线尺寸为:W1=4.84mm,L1=58.96mm;特征阻抗为Z2=Z0/a1=50/0.4149=120.5?的微带线尺寸为:W2=0.56mm,L2=62.27mm;特征阻抗为Z3=Z0/a2=50/1.3432=37.2? 的微带线尺寸为:W3=4.68mm,L3=59.02mm。根据以上数据将该耦合器利用HFSS进行模型设计并仿真优化,具体结果下图所示: 52 53 从上一节分析可知,耦合器具体参数为W0=3.07mm,L0=59.78mm,W1=4.84mm,L1=58.96mm,W2=0.56mm,L2=62.27mm,W3=4.68mm,L3=59.02mm。对于微带短支节路线的尺寸,可以运用第三章第二节的知识,微带线长度长度近似为四分之一波长,假设其长度为L4=59mm,并虑到微带线宽度的改变可以调整端口3反射功率,假设S0=1mm,并且假设此短路微带线距离特征阻抗为Z1=Z0/b1=50/1.3774=36.3?的微带线的长度为四分之一波长的一半,—————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 所以假设Lp=30mm。根据以上参数将该耦合器建立模型并运行,结果具体如下: 54 55 从图5.13~5.14可知,中心频率915MHz直通端口和耦合端口的相位差为88.77度,且在工作带宽范围内(823MHz~967MHz)的相位差保持在90?左右,从图5.14可知,在中心频率处端口1的输入电压驻波比大小是1.02,且在工作带宽范围内能保持输入电压驻波比小于1.1,表面此耦合器的反射能量较小。 5.2.2 参数优化与结果分析 1.Lp的优化 56 图5.15 S41随Lp变化图 2.S0的优化 图5.16 S41随S0变化图 3.L4的优化 57 图5.17 S41随L4变化图 表5.1 优化后微带线尺寸 58 图5.18 优化后S参数图 图5.19优化后端口2和端口3相位差结果图 图5.20 优化后端口1输入电压驻波比结果图 —————————————————————————————————————— ------------------------------------------------------------------------------------------------ 5.3 本章小结 61 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第六章 总结与展望 第六章 总结与展望 第一部分,简要介绍了无线射频设别RFID系统的发展过程和目前的使用现状,并对RFID系统的结构和原理作了详细描述,提出目前RFID系统中对读写器隔离度研究的价值意义,指明研究读写器隔离度的关键指标是如何提高其工作带宽和收发隔离度。 62 南京邮电大学硕士研究生学位论文 第六章 总结与展望 63 南京邮电大学硕士研究生学位论文 参考文献 参考文献 [1] Zhi Ning Chen, Xianming Qing, Hang Leong Chung. 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