开关电源并联供电系统

开关电源并联供电系统 2011年A题 开关电源并联供电系统 组员:叶燕龙 陈雄健 黄烁 摘要 本系统以dsPIC33FJ64GS606为核心，采用双Buck电路实现降压并联为负载 供电，两个模块输出电流比例在特定点能自动切换，同时也能手动指定量模块输 出电流比例，输出电压范围稳定在8V，单个模块输出2A电流。实测电压，实测 电流，实测效率。该系统主要由最小单片机系统，辅助电源模块，主Buck回路， 电压电流采集放大电路组成。 关键词:dsPIC33FJ64GS606;数字闭环;DC/DC并联;Buck电路。 ABSTRACT The system dsPIC33FJ64GS606 core, dual-Buck buck circuit in parallel to the load, the output current ratio of two modules can be automatically switched at a certain point, but also can manually specify the amount of module output current ratio, output voltage stable at 8V , a single module output current of 2A. Measured voltage, measured current, the measured efficiency. The system consists of the smallest single-chip systems, auxiliary power module, the main Buck circuit, amplification circuit voltage and current acquisition Keywords: dsPIC33FJ64GS606; Switching Power Supply; Boost Circuit. 一、论证与比较 1.1 DC/DC主回路拓扑的方案选择 降压变换有非隔离型和隔离型两种: 方案一:采用隔离型降压拓扑方案，可供选择的有反激变换，正激变换等。 隔离型的优点在于输出灵活，可实现多路输出，输入和输出间由高频变压器进行 功率传送和电气隔离。缺点在于整个拓扑中的高频变压器是一个难点，个人很难 绕制出高质量的高频变压器，高频变压器的绕制不当将影响整个系统的工作，调 试的时候相对于非隔离拓扑难度较大。 方案二:采用非隔离型降Buck降压电路。非隔离型Buck通过PWM控制开关 管通断，从而控制储能元件来传递能量，因而整个电路损耗很小效率可以做得很 高。非隔离型降压电路调试简单，易于对整个电路的控制。非隔离型降压电路缺 点在于输入输出间没有直接的电气隔离，稳定性和安全性相对于隔离型要差一 些。 方案论证:方案一虽然稳定性和安全性更好，但是由于高频变压器的制作难度较大，调试所需时间也相对较长，由于本题没有要求多路输出等特别要求，所以采用非隔离型Buck降压电路可以显著提高效率，便于在短时间内调试成功，故选择方案二。 1.2 控制方法的方案选择 方案一:采用传统的模拟电路方法，通过在每一个Buck模块的输出采集反馈电压，反馈电压送入TL494等传统的PWM控制芯片进行占空比调整，同时在输出采集每个模块的电流和总电流，通过判断电流是否按一定比例分配在进行相关补偿，以实现电压外环，电流内环的双环控制，达到稳压和电流分配的目的。 方案二:借助于dsPIC强大的运算能力，将所有的闭环控制操作放在MCU中，通过MCU对采集的电压进行PI算法进行稳压，同时对采集的电流进行判断，通过MCU内部计算和调节，强制电流按指定比例分配，从而达到系统要求。 方案论证:方案二相对于方案一不仅硬件电路简单，而且全部的控制过程均可在软件中认为去设置，在实现同样的双环控制的功能下，方案二的仅需要多次试验来整定出合理的PI参数即可。而且全数字实现闭环控制，抗干扰的能力也比用传统模拟电路搭起来的效果好。综合上述本次设计中选用全数字闭环控制方式。 1.3 电流采集的方案选 方案一:采用普通运放构成差分电路采集采样电阻两端的压差并进行放大后送单片机的AD进行采样。 方案二:采用专门的仪差放AD620采集采样电阻两端电压并放大后送单片机AD进行采样，AD620为专门的仪表差放，他在内部封装了普通3运放构成的差分放大电路。 方案论证:AD620相对于普通的运放构成的差分电路，在输入信号很小时依然能保持很高的准确度和线性度，能对微小的压差进行放大，外部仅需一直增益设置电阻取设定放大倍数即可。采用正负电源供电后误差可进一步减小。配合康铜丝进行电流采样放大能达到很大的精度和很低的损耗。综合上述本次设计中采用方案二进行电流的采集。 二、详细软硬件分析 2.1 主回路器件选择及参数计算: 整体系统框图如图1 图1 整体系统框图 系统主回路由2路Buck回路构成，如图2: 图2:双路Buck主电路 Buck主回路采取CCM模式，对于开关频率的选择，综合考虑了开关损耗， 输出纹波等因素后本次设计中选取25KHz。 占空比计算: (Vi-Vo)*Ton/L=Vo*Toff/L D=Vo/Vi 本次设计输入24V，输出8V，因此 D= Vo/ Vi=8/24=33.3% 电感量计算: dIL= (Vi-Vo)*Ton/L dIL=0.2IL=0.2Ion L=5(Vi-Vo)Vo*T/(Vi*Io) IL_avg = Io IL_peak=1.1Io IL_rms=ILavg*(1+0.22/12)0.5 L电感量的选取原则使电感纹波电流为电感电流的20% dIL—电感纹波电流峰峰值 IL_avg—电感电流平均值 IL_peak—电感峰值电流 L_rms—电感电流有效值 由以上公式，计算出电感量后适量选取，本设计最终用铁硅铝磁芯绕制电感，电感量选取700uh。 肖特基二极管选择: Id_peak=1.1Io Vrd=Vi Id_peak—续流二极管峰值电流 Vrd—续流二级管反向耐压(Ton期间) 由以上公式选取耐压24V以上，平均整流电流3.5A以上的管子即可，考虑到留下一定余量，本次设计中选用MBR20100，器平均整流电流20A，反向耐压100V符合题目要求。 开关管 Isw_peak=1.1Io Vsw_peak =Vi Isw_peak—开关管峰值电流 Vsw_peak—开关管耐压(Toff期间) 由以上公式选取耐压24V以上，可流过电流3.5A以上的管子即可，考虑到留下一定余量，本次设计中选用IRF540，最大漏极电流电流23A，最大漏源耐压100V，导通电阻77毫欧，符合题目要求。 输出电容的选择 Icin_rms = [(Io-Iin)2D+Iin2(1-D)]0.5 Ico_rms=dIL/120.5 电容选取:耐压、纹波电流、电容量 Icin_rms—输入电容的纹波电流有效值 Ico_rms—是输出电容的纹波电流有效值 由于题目没有对纹波有特别要求，综合考虑后输出电容选用2200μf/50V的电解电容即可。 2.2 采样电阻选取和差分放大倍数计算: 对3路电流采集的差分放大电路如图3。 图3:电流采集差分放大电路 采样电阻主要用于产生一定的压降，以便单片机采集后换算出电流的大小，在精度合理的范围内，采样电阻越小越好，这样可以降低在采样电阻上的损耗。普通的电阻在流过大电流后温度变高，电阻值会发生变化，导致测量结果产生非线性的误差，所以本次设计选用康铜丝作为采样电阻，由于有差分电路可以对采集的压差进行合理放大，所以选取0.05欧的康铜丝即可。 由于单片机AD最大能采集3.3V的电压。对于单路Buck假设最小输出0.25A，最大输出3A计算，康铜丝采用0.05欧规格。则康铜丝上的最小和最大压降分别为12.5mV和150mV，放大20倍后为250mV和3V，在AD采样范围内且信号放大后可以有效减小AD采集误差，故单路Buck电流采集部分的差放放大倍数为20。由AD620增益电阻计算公式 增益电阻=49.4/(放大倍数-1) 得阻值为2.6K，实际选取2.7K。 对于总电流的采样，假设最小为0.5A最大位5A，由以上过程和公式反推，得放大倍数为10，增益电阻为5.4K，实际选取5.1K。 2.3 MOS管驱动电路选择于计算 本次设计中MOS管驱动电路采用专门的MOS驱动芯片IR2110，IR2110内部带两路输出，其中高端位悬浮自举方式工作。考虑到Buck电路MOS管在回路高端，不可采用IR2110的低端输出进行驱动，必须采用IR2110的高端进行驱动以和系统的地线隔离。自举电容用0.1μf和10μf电容并联。具体电路如图4。 图4:MOS驱动电路(高端驱动) 2.4 辅助电源设计与计算: 整个系统中单片机需要3.3V,液晶需要5V，AD620需要正负15V，IR2110功率边需要15V总共4种电源。本次设计中直接从输入24V取电压经7815稳压15V输出后在给7805提供输入，稳出5V电压后再给AMS1117-3.3输入稳出3.3V电压。同时7805的输出接MC34063进行极性反转输出-17V后输入给7915稳出-15V电压。由以上步骤即可满足整个系统的电源需求。具体电路见图5和图6。 图5:辅助电源 图6:辅助电源(负压产生) 2.6 电流比例手动设置电路 采用MCU8个数字端口外接拨码开关,通过端口返回的BCD码设置倍数值. 2.7 数字显示电路 本次设计中加入液晶LCD显示，显示模块采用ST7920控制器的12894液晶模块，实时显示两路DC/DC模块电流，总电流，输出电压，输出功率，系统是否正常等属性。 2(8软件设计: 软件采用双数字闭环的控制方法，以电流控制为内环，电压控制为外环，内环以I1为基准,I2通过PID增量法逼近直到和k*I1(k为放大比例)误差为0为止，外环在内环的基础上进行电压反馈调节控制周期为内环的一定倍数，由此构成PID双闭环控制。参数整定采用工程整定方式。整体软件流程图如图7，PWM中断服务程序流程图如图8 图7 整体软件流程图 图8 PWM中断函数流程图 三、系统调试及指标测试 调试过程共分三部分:硬件调试，软件调试，软硬件联调。调试使用的 仪器主要有UT56标准型数字万用表，SP-F05型DDS函数信号发生器，安泰信 APS3005S-3D电源，TPS1012B-C数字存储示波器。 调试采用模块化调试方法，开环分别调试两路Buck电路实现降压，然后硬 件接入软件的PWM和数字PI调节，实现软硬件联调，最终实现系统功能。 3.1测试仪器 UT-50标准数字万用表，安泰信数显直流稳压源 4.2 指标测试 4.2.1额定功率下系统稳压性能: 表1 额定功率下系统稳压电源 输入电 压(V) 24.013 24.032 23.986 24.007 输出电 压(V) 8.050 8.052 8.050 8.051 输出电 流(A) 4.00 3.98 4.02 4.00 符合题目要求的正负0.4的要求。 4.2.2系统效率测试: 表2 系统效率测试 测试条件为输出电压8V，输出电流为4A 输入电压(V) 输入电输出电输出电效率 流(I) 压(V) 流(I) 24.000 1.797 8.050 4.02 75% 24.02 1.764 8.050 4.00 76% 24.01 1.793 8.051 4.01 75% 4.2.3电流1:1分配(输出电流等于1A): 表3 电流1:1分配测试 输出总电流(I) 1.018 0.998 1.020 第一路输出电流 (I) 0.502 0.493 0.508 第二路输出电流 (I) 0.513 0.484 0.496 相对误差 1.2% 1.7% 2.2% 4.2.4电流1:2分配(输出电流等于1.5A): 表4 电流1:2分配测试 输出总电流(I) 1.506 1.495 1.503 第一路输出电流 (I) 0.508 0.490 0.510 第二路输出电流 (I) 0.987 1.002 0.984 相对误差 1.6% 2.1% 1.9% 4.2.5电流任意比例分配(输出电流1.5~3.5A): 表5 电流任意比例分配测试 输出总电流(I) 1.506(1:3) 3(2:1) 3.5(3:2) 第一路输出电流 (I) 0.380 1.992 1.389 第二路输出电流 (I) 1.117 1.000 2.061 相对误差 1.8% 1.8% 2% 4.2.6 电流1:1分配测试(输出电流等于4A) 表6电流1:1分配测试 输出总电流(I) 4.03 3.98 4.01 第一路输出电流 (I) 1.998 2.010 1.994 第二路输出电流 (I) 2.003 1.989 2.004 相对误差 1.1% 1.9% 1.6% 4.2.7 过流保护测试 表7 过流保护测试 输出电流4.03 4.27 4.41 4.68 (I) 是否保护 否 否 否 是 由以上看出各项结果都符合系统指标，产生误差的原因包括:测量仪器的固有误差，数字闭环维持系统在动态平衡，所以不可能能完全1:1均流或者任意比例分配电流。 五、结论 经过四天三夜的辛勤努力，实现了题目的大部分要求要求，在电流分配误差控制方面有时候还不是能很稳定控制在2%不过即使波动也不会超过3.5%。由于时间方面比较紧，所以布板的时候一些抗干扰措施还有待加强，整个系统如果在辅助电源方面用效率更高的电源管理芯片则整个系统的效率还有很大的提高空间。系统中全部闭环处理均采用数字化，事实证明数字闭环的抗干扰能力的确很出众，基本不受外界影响。 六、参考文献 1.电力电子技术第五版---王兆安，刘进军 2.开关电源设计第三版—Abraham I.Pressman 3.全国大学生电子设计竞赛获奖作品选编(2007)--全国大学生电子设计竞赛主委会 七、 附件 整个系统原理图: