IGBT使用详细资料

Solutions of power system IGBT 的介绍及应用 详细介绍IGBT性能及各种应用 深圳市晴轩电子有限公司 Sunny Electronics Co., Ltd http://www.sz-sunny.com/ Solutions of power system 目 录 第 1章 IGBT 构造与特征 第 2章 IGBT 术语与特征 第 3章 IGBT 应用中的 第 4章 IGBT 发生故障时的应对方法 第 5章 IGBT 保护电路的设计方法 第 6章 IGBT 散热设计方法 第 7章 IGBT 门极驱动电路设计方法 第 8章 IGBT 并联连接 第 9章 IGBT 评价和测定方法 第 10 章 IGBT 应用仿真软件的优点及介绍 深圳市晴轩电子有限公司 Sunny Electronics Co., Ltd http://www.sz-sunny.com/ Solutions of power system 深圳市晴轩电子有限公司 Sunny Electronics Co., Ltd http://www.sz-sunny.com 1- 1 第 1 章 构造与特征 目 录 1．元件的构造与特征………………………………………………1-2 2．IGBT芯片的发展…………………………………………………1-3 3．通过控制门极阻断过电流………………………………………1-6 4．限制过电流功能…………………………………………………1-6 5．模块的构造………………………………………………………1-7 6. 模块的电路构造…………………………………………………1-8 前 言 电动机可变速驱动装置和电子计算机的备用电源装置等电力变换器，随着双极型功率晶体管模 块和功率MOSFET 的出现，已经起了很大的变化。这些使用交换元件的各种电力变换器也随着 近年来节能、设备小型化轻量化等要求的提高而急速地发展起来。但是，电力变换器方面的需 求，并没有通过双极型功率晶体管模块和功率MOSFET 得到完全的满足。双极型功率晶体管模 块虽然可以得到高耐压、大容量的元件，但是却有交换速度不够快的缺陷。而功率MOSFET 虽 然交换速度足够快了，但是存在着不能得到高耐压、大容量元件等的缺陷。 IGBT（JEDEC 登录名称，绝缘栅双极晶体管）正是作为顺应这种要求而开发的，它作为一种既 有功率MOSFET 的高速交换功能又有双极型晶体管的高电压、大电流处理能力的新型元件，今后 将有更大的发展潜力。 1- 2 元件的构造与特征 IGBT 的构造和功率MOSFET 的对比如图 1-1 所示。IGBT 是通过在功率MOSFET 的漏极上 追加p+层而 构成的，从而具有以下种种特征。 1.1 电压控制型元件 IGBT 的理想等效电路，正如图 1-2 所示，是对pnp 双 极型晶体管和功率MOSFET 进行达林顿连接后形成的单 片型Bi-MOS 晶体管。 因此，在门极—发射极之间外加正电压使功率MOSFET导 通时，pnp 晶体管的基极—集电极间就连接上了低电阻， 从而使pnp 晶体管处于导通状态。 此后，使门极—发射极之间的电压为0V 时，首先功率 MOSFET 处于断路状态，pnp 晶体管的基极电流被切断， 从而处于断路状态。 如上所述，IGBT 和功率MOSFET 一样，通过电压信号可 以控制开通和关断动作。 Administrator sunny 1- 3 1.2 耐高压、大容量 IGBT 和功率MOSFET 同样，虽然在门极上外加正电压即可导通，但是由于通过在漏极上追加 p+层，在导通状态下从p+层向n 基极注入空穴，从而引发传导性能的转变，因此它与功率 MOSFET 相比，可以得到极低的通态电阻。 解说（请参照图 1-1 阅读下面的解说） 下面对通过IGBT 可以得到低通态电压的原理进行简单说明。 众所周知，功率MOSFET 是通过在门极上外加正电压，使p 基极层形成沟道，从而进入导通 状态的。此时，由于n 发射极（源极）层和n 基极层以沟道为媒介而导通，MOSFET 的漏极— 源极之间形成了单一的半导体（如图 1-1 中的n 型）。它的电特性也就成了单纯的电阻。该电 阻越低，通态电压也就变得越低。但是，在MOSFET 进行耐高压化的同时，n 基极层需要加厚， （n 基极层的作用是在阻断状态下，维持漏极—源极之间所外加的电压。因此，需要维持的电 压越高，该层就越厚。）元件的耐压性能越高，漏极—源极之间的电阻也就增加。正因为如此， 高耐压的功率MOSFET 的通态电阻变大，无法使大量的电流顺利通过，因此实现大容量化非常 困难。 针对这一点，IGBT 中由于追加了p+层，所以从漏极方面来看，它与n 基极层之间构成了pn 二 极管。因为这个二极管的作用，n 基极得到电导率调制，从而使通态电阻减小到几乎可以忽略 的值。因此，IGBT 与MOSFET 相比，能更容易地实现大容量化。 正如图 1-2 所示的理想的等效电路那样，IGBT 是pnp 双极型晶体管和功率MOSFET 进行 达林顿连接后形成的单片级联型Bi-MOS 晶体管。此外，IGBT 与双极型晶体管的芯片和功率 MOSFET 的芯片共同组合成的混合级联型Bi-MOS 晶体管的区别就在于功率MOSFET 部的通 态电阻。在IGBT 中功率MOSFET部的通态电阻变得其微小，再考虑到芯片间需要布线这一点， IGBT 比混合级联型Bi-MOS 晶体管优越。 IGBT芯片技术的发展 2.1 IGBT-绝缘栅双极晶体管芯片的技术发展方向 ♦平面发展方向 平面型------沟槽型------软沟槽型 ♦垂直发展方向 穿透----非穿透----场终止(软穿透) ♦芯片加工技术的发展. Administrator sunny 1- 4 2.2 IGBT 芯片发展过程 开关损耗 VS 饱和电压 Administrator sunny 1- 5 2.3 TYCO 使用的标准 IGBT 芯片 ♦ 芯片及模块容易并联 正向温度系数,热量不会流失 ♦ 快速开关 拖尾电流低, 开关损耗低 ♦_耐用性强 芯片本身限制短路电流 NPT- IGBT2 : (6~8)*Ic 标称持续时间: 10us Tj =125ºC FS-IGBT3 (1200V): 4*Ic 标称持续时间: 10us Tj =125ºC FS-IGBT3 (600V) : 5*Ic 标称持续时间: 6us Tj =150ºC @Vge = 15V 2.4 TYCO 使用的快速 IGBT 芯片 Administrator sunny 1- 6 通过控制门极阻断过电流 在IGBT 的产品化中最大的课题是，在有过电流流过时， 通过控制门极来阻断过电流（进行保护），从而使“在 不破坏元件的情况下安全地实施”变得可能。 IGBT 的实际等效电路图如图 1-5 所示。这与图1-2 的 理想等效电路图不同，是由可控硅和功率MOSFET 构成 的。 超出关断安全工作区引起擎住效应而损坏擎住效应分静 态擎住效应和动态擎住效应。IGBT为PNPN4层结构，其 等效电路如图1－5所示。体内存在一个寄生可控硅，在 NPN晶体管的基极与发射极之间并有一个体区扩展电阻Rs，P型体内的横向空穴电流在Rs上会产 生一定的电压降，对NPN基极来说，相当于一个正向偏置电压。在的集电极电流范围内， 这个正偏置电压不大，对NPN晶体管不起任何作用。当集电极电流增大到一定程度时，该正向 电压足以使NPN晶体管开通，进而使NPN和PNP晶体管处于饱和状态。于是，寄生晶闸管导通， 门极失去控制作用，形成自锁现象，这就是所谓的静态擎住效应。IGBT发生擎住效应后，集电 极电流增大，产生过高功耗，导致器件失效。动态擎住效应主要是在器件高速关断时电流下降 太快，dvCE/dt很大，引起较大位移电流，流过Rs，产生足以使NPN晶体管开通的正向偏置电压， 造成寄生晶闸管自锁[2]。 图 1-5 中，一旦可控硅触发，由于可控硅不会由于门极的阻断信号等而进行自动消弧，因此IGBT 不可能关断，导致因过电流而破坏元件（这被称为“擎住效应”）。IGBT 中，为了防止这种 “擎住效应”，充分运用了以下的技术。 1）采用难以产生“擎住效应”的构造（降低图 1-5 中基极－发射极间的电阻）。 2）通过优化n 缓冲层的厚度和不纯物浓度来控制pnp 晶体管的hFE。 3）通过导入降低寿命的因素来控制pnp 晶体管的hFE。 通过以上的技术，IGBT 在能够维持充分保护过电流（短路）的最大耐受量的基础上，实现了 高速交换、高耐压、大容量化，同时得到了产品化。 限制过电流功能 在IGBT 的实际使用上，由于装置的短路事故等原因，会出现IGBT 上有过电流流过的情况。一 旦这种过电流持续流过，元件自身的温度急剧上升，从而形成永久性的破坏。通常情况，从这 种过电流开始流过到造成破坏的时间用“短路最大耐受量”来表示。另外，过电流越小，相对 应的短路最大耐受量就变得越高（长）。IGBT 方面的设计，已经设定成IGBT 自身能限制几倍 于额定电流的短路事故时等的过电流，从而实现了在检测出过电流后能够加以充分保护的高短 路最大耐受量。 Administrator sunny 1- 7 模块的构造 ♦ 基板,封装及硅胶 。基板 。 封装 标准型：:氧化铝 材料(CTI) 高性能:型：氮化铝 电气间隙及爬电距离符合国际 电气隔离度高, 热传导能力强， 绝缘能力提高,热阻降低 。硅胶 防起泡 绝缘能力提高 防腐、防尘 Administrator sunny / 1-8 模块的电路构造 Administrator sunny Solutions of power system 深圳市晴轩电子有限公司 Sunny Electronics Co., Ltd http://www.sz-sunny.com/ 2-1 第 2 章 术语与特征 目 录 1.术语说明……………………………………………………………2-2 2.IGBT模块的特性…………………………………………………..2-4 本章对有关IGBT模块的术语与特性进行说明。 ㄀ 2 ゴ��ᴃ䇁Ϣ⡍ᗻ 2-2 1 ᴃ䇁䇈ᯢ ϟ䴶ᇍ䇈ᯢкㄝЁՓ⫼ⱘ৘⾡ᴃ䇁䖯㸠䇈ᯢDŽ 㸼 2-1 㒱ᇍ᳔໻乱ᅮؐ˄Absolute Maximum Ratings˅ ᴃ䇁 ヺো ᅮНϢ䇈ᯢ� ˄ᴵӊ䇋খ✻৘⾡ѻકⱘ䇈ᯢкDŽ˅ 䲚⬉ᵕˉথᇘᵕ䯈ⱘ⬉य़� (Collector-Emitter voltage) VCES ೼䮼ᵕˉথᇘᵕП䯈໘Ѣⷁ䏃⢊ᗕᯊˈ䲚⬉ᵕ̣থᇘᵕ䯈㛑໳໪ ࡴⱘ᳔໻⬉य़ 䮼ᵕˉথᇘᵕ䯈ⱘ⬉य़ (Gate-Emitter voltage) VGES ೼䲚⬉ᵕ̣থᇘᵕ䯈໘Ѣⷁ䏃⢊ᗕᯊˈ䮼ᵕ̣থᇘᵕ䯈㛑໳໪ࡴ ⱘ᳔໻⬉य़˄䗮ᐌf20V max.˅ Ic 䲚⬉ᵕⱘ⬉ᵕϞᆍ䆌ⱘ᳔໻Ⳉ⌕⬉⌕ Ic pulse 䲚⬉ᵕⱘ⬉ᵕϞᆍ䆌ⱘ᳔໻㛝ކ⬉⌕ -Ic ݙ㕂ѠᵕㅵϞᆍ䆌ⱘ᳔໻Ⳉ⌕ℷ৥⬉⌕ 䲚⬉ᵕ⬉⌕ (Collector current) -Ic pulse ݙ㕂ѠᵕㅵϞᆍ䆌ⱘ᳔໻㛝ކℷ৥⬉⌕ ᳔໻ᤳ㗫 (Collector power dissipation) Pc ↣ϾܗӊϞⱘ IGBT᠔ᆍ䆌ⱘ᳔໻ࡳ⥛ᤳ㗫 㒧⏽ (Junction temperature) Tj Փܗӊ㛑໳䖲㓁ᗻᎹ԰ⱘ᳔໻㢃⠛⏽ᑺ˄䳔㽕䆒䅵៤ेՓ೼㺙㕂 Ё᳔ണⱘ⢊ᗕϟˈгϡ䍙ߎ䖭Ͼؐ˅ ֱᄬ⏽ᑺ (Storage temperature) Tstg ೼⬉ᵕϞϡ䰘ࡴ⬉䋳㥋ⱘ⢊ᗕϟৃҹֱᄬ៪䕧䖤ⱘ⏽ᑺ㣗ೈ FWDˉ⬉⌕Ѡ⃵ᮍᯊ䯈⿃ (FWDˉI2t) I2t ೼ϡ⸈ണܗӊⱘ㣗ೈݙ᠔ܕ䆌ⱘ䖛⬉⌕⛺㘇⿃ߚؐDŽ䖛⬉⌕⫼ଚ ⫼ℷᓺञ⊶˄50ǃ60Hz˅ϔ਼ᳳᴹ㾘ᅮDŽ FWDˉℷ৥ዄؐ⌾⍠⬉⌕ (FWDˉIFSM) IFSM ೼ϡ⸈ണܗӊⱘ㣗ೈݙ᠔ܕ䆌ⱘϔ਼ᳳҹϞଚ⫼ℷᓺञ⊶˄50ǃ 60Hz˅ⱘ⬉⌕᳔໻ؐ 㒱㓬ᔎᑺ (Isolation voltage) Viso ೼⬉ᵕܼ䚼໘Ѣⷁ䏃⢊ᗕᯊˈ⬉ᵕϢދैԧⱘᅝ㺙䴶䯈᠔ᆍ䆌ⱘ ℷᓺ⊶⬉य़ⱘ᳔໻᳝ᬜؐ Mounting ⫼⡍ᅮⱘ㶎䩝ᇚܗӊ੠ދैԧ˄ᬷ⛁఼˅䯈།㋻ᯊ᠔⫼ⱘ᳔໻࡯ ⶽؐ ᅝ㺙࡯ⶽ (Screw torque) Terminal ⫼⡍ᅮⱘ㶎䩝ᇚッᄤ੠໪䚼䜡㒓།㋻ᯊ᠔⫼ⱘ᳔໻࡯ⶽؐ ⊼˖೼ӏԩᚙމϟ䛑ϡ㛑䍙䖛᠔䆄䕑ⱘ㒱ᇍ᳔໻乱ᅮؐDŽ � Administrator sunny ㄀ 2 ゴ��ᴃ䇁Ϣ⡍ᗻ 2-3 㸼 2-2 ⬉⡍ᗻ˄Electrical characteristics˅� ᴃ䇁 ヺো ᅮНঞ䇈ᯢ� ˄ᴵӊ䇋খ✻৘⾡ѻકⱘ䇈ᯢкDŽ˅ 䲚⬉ᵕˉথᇘᴎ䯈ᮁ䏃⬉⌕ (Zero gate voltae collector current) ICES 䮼ᵕ˄ϟ⿄ G˅̣থᇘᵕ˄ϟ⿄ E˅䯈໘Ѣⷁ䏃ⱘ⢊ᗕ ᯊˈ೼䲚⬉ᵕ˄ϟ⿄ C˅̣E䯈໪ࡴᣛᅮⱘ⬉य़ᯊ C-E 䯈ⱘⓣ⬉⌕ 䮼ᵕ̣থᇘᵕ䯈ⱘⓣ⬉⌕ (Gate-emitter leakage current) IGES C̣E䯈໘Ѣⷁ䏃⢊ᗕᯊˈ೼ G̣E䯈໪ࡴᣛᅮⱘ⬉य़ ᯊ G̣E䯈ⱘⓣ⬉⌕ 䮼ᵕ̣থᇘᵕ䯈ⱘ䯜ؐ⬉य़ (Gate-emitter threshold voltage) VGE(th) ໘Ѣᣛᅮⱘ C̣E䯈ⱘ⬉⌕˄ϟ⿄䲚⬉ᵕ⬉⌕˅੠ C̣ E䯈ⱘ⬉य़˄ϟ⿄ VCE˅П䯈ⱘ G̣E䯈ⱘ⬉य़˄ϟ⿄ VGE˅˄C̣E䯈᳝ᖂᇣ⬉⌕ᓔྟ⌕䖛ᯊⱘ VGEؐ⫼Ѣ԰ Ў㸵䞣 IGBTᓔྟᇐ䗮ᯊⱘ VGEؐⱘሎᑺ˅ 䲚⬉ᵕ̣থᇘᵕ䯈ⱘ佅੠⬉य़ (Collector-emitter saturation voltage) VCE(sat) ೼ᣛᅮⱘ VGEϟ 乱ˈᅮ䲚⬉ᵕ⬉⌕⌕䖛ᯊⱘ VCE ؐ˄ 䗮 ᐌˈVGE=15Vˈ䅵ㅫᤳ㗫ᯊ䞡㽕ؐ˅ 䕧ܹ⬉ᆍ (Input capacitance) Cies C̣E 䯈Ѹ⌕ᗻⷁ䏃⢊ᗕϟˈG̣E 䯈੠ C̣E 䯈໪ࡴ ᣛᅮ⬉य़ᯊ G-E䯈ⱘ⬉ᆍ 䕧ߎ⬉ᆍ (Output capacitance) Coes G̣E 䯈Ѹ⌕ᗻⷁ䏃⢊ᗕϟˈG̣E 䯈੠ C̣E 䯈໪ࡴ ᣛᅮ⬉य़ᯊ C̣E䯈ⱘ⬉ᆍ ড৥Ӵ䕧⬉ᆍ (Reverse transfer capacitance) Cres ೼ E᥹ഄⱘᚙމϟ Gˈ̣E䯈໪ࡴᣛᅮ⬉य़ᯊ C̣G䯈 ⱘ⬉ᆍ ???? Ѡᵕㅵℷ৥⬉य़ (Forward on voltage) VF ೼ݙ㕂ѠᵕㅵЁ⌕䖛ᣛᅮⱘℷᮍ৥⬉⌕˄ 䗮ᐌЎ乱ᅮ⬉ ⌕˅ᯊⱘℷᮍ৥⬉य़˄Ϣ VCE˄sat˅Ⳍৠˈгᰃ䅵ㅫ ᤳ㗫ᯊⱘ䞡㽕ؐ˅ ᓔ䗮ᯊ䯈 (Turn-on time) ton IGBT ᓔ䗮ᯊˈVGEϞछࠄ 0V ৢˈVCEϟ䰡ࠄ᳔໻ؐ ⱘ 10%ᯊЎℶⱘᯊ䯈 tr IGBTᓔ䗮ᯊ Ңˈ䲚⬉ᵕ⬉⌕Ϟछࠄ᳔໻ؐⱘ 10%ᯊᓔྟˈࠄ VCEϟ䰡ࠄ᳔໻ؐⱘ 10%Ўℶⱘᯊ䯈Ϟछᯊ䯈 (Raise time) tr(i) IGBTᓔ䗮ᯊ Ңˈ䲚⬉ᵕ⬉⌕Ϟछࠄ᳔໻ؐⱘ 10%ᯊᓔྟˈࠄ䖒ࠄ 90%Ўℶⱘᯊ䯈 ݇ᮁᯊ䯈 (Turn-off time) toff IGBT݇ᮁᯊ Ңˈ VGEϟ䰡ࠄ᳔໻ؐⱘ 90%ᯊᓔྟ ˈࠄ 䲚⬉ᵕ⬉⌕೼ϟ䰡⬉⌕ⱘߛ㒓Ϟϟ䰡ࠄ 10%Ўℶⱘᯊ 䯈 ϟ䰡ᯊ䯈 (Fall time) tf IGBT݇ᮁᯊ 䲚ˈ⬉ᵕ⬉⌕Ң᳔໻ؐⱘ 90%ᓔྟ ೼ˈϟ 䰡⬉⌕ⱘߛ㒓Ϟϟ䰡ࠄ 10%Ўℶⱘᯊ䯈 ড৥ᘶ໡ᯊ䯈 (Reverse recovery time) trr ࠄݙ㕂ѠᵕㅵЁⱘড৥ᘶ໡⬉⌕⍜༅Ўℶ᠔䳔㽕ⱘᯊ 䯈 ????????????????? ড৥ᘶ໡⬉⌕ (Reverse recovery current) Irr (Irp) ࠄݙ㕂ѠᵕㅵЁℷᮍ৥⬉⌕ᮁ䏃ᯊডᮍ৥⌕ࡼⱘ⬉⌕ ⱘዄؐ 䗚৥أय़ᅝܼ᪡԰ऎ (Reverse bias safe operation area) RBSOA ݇ᮁᯊ೼ᣛᅮⱘᴵӊϟ 㛑ˈ໳Փ IGBTᮁ䏃ⱘ⬉⌕Ϣ⬉ य़ⱘऎඳ˄ϔᮺ䍙ߎ䆹ऎඳˈܗӊৃ㛑䙁ࠄ⸈ണ˅ 䮼ᵕ⬉䰏 (Gate-resistance) RG 䮼ᵕІ㘨⬉䰏ؐ˄ᷛޚؐ䆄䕑೼Ѹᤶᯊ䯈⌟ᅮᴵӊЁ˅ 䮼ᵕܙ⬉⬉䞣 (Gate charge capacity) Qg ЎњՓ IGBTᓔ䗮ˈG̣E䯈ܙ⬉ⱘ⬉㥋䞣 Administrator sunny 2-4 IGBT 模块的特性 下面以IGBT的种种特性进行说明 2.1 静态特性 用图 2-1、图 2-2 表示VCE-IC（一般称为输出特性） 的VGE 依存性。因为该特性表示IGBT 在导通状态下 下降电压（VCE）和电流（IC）间的关系，所以形成了 在导通状态下IGBT中发生的损耗。然而，虽然VCE 越 低，发生的损耗越小，但是由于该特性是根据温度（Tj） 和VGE的变化而随之变化的，因此，请在充分考虑该特 性前提下进行装置的设计。 一般情况，推荐在VGE=15V、装置中发生的最大输出 电流≦元件的IC 额定电流值的情况下使用。再者，图 2-3 是将图 2-1 中的数据转化成VCE-VGE 特性的IC 依 存性的曲线图。可以从中看出VCE（损耗）急剧增加到 极限时VGE 的大体标准值。 Administrator sunny 2-5 2.2 交换特性 由于IGBT 一般用于起交换作 用的用途，因此充分理解开通和 关断时的交换特性非常重要。另 外，由于该特性随各种参数而变 化，因此也有必要在考虑该特性 的前提下进行装置的设计。 该交换特性可以大致分为交换 时间和交换损耗两方面。 首先，图 2-5、表 2-2（动态特 性项目）对交换时间进行了定 义。有ton、tr、tr（i）、toff、tf、 trr、Irr 七个项目。该特性可以 通过图2-4 所示的斩波电路测定。图 2-6、图 2-7、图2-16 表示了交换时间和集电极电流的 关系，图 2-8 表示了交换时间和门极电阻的关系。由于这样的交换时间随集电极电流、温 度（Tj）、门极电阻RG 的变化而变化，设计装置的时候希望作充分考虑。比如说，在交换 时间（特别是toff）变长的条件（RG 较大等）下使用，可能出现由于空载时间不足而引发串 联支路短路（即：在一头的IGBT关断前，另一头的IGBT 已经导通，从而流过过大的电流 的不良情况。详细说明请参考第4 章。）等不良情况，从而导致元件遭到破坏。另外，也可 能在tr 过短的条件下（由于RG 过小等原因）使用的话，相反，瞬态的电流变化（dIc/dt）变 大，由于电路中的电感（Ls）而产生的尖峰电压（=Ls×dIc/dt）超出了RBSOA（请参考本 章2.4）范围而导致元件遭到破坏，需要充分注意。 另一方面，交换损耗（Eon、Eoff、Err）是在IGBT 交换时（开通、关断时）发生的。该特 性正如图 2-9、图 2-10 所示靠温度（Tj）、IC、RG 而变化。其中特别是对RG 的选定非常 重要，如果过大，不但交换损耗变大，而且容易引起前面所述的由于空载时间不足而产生的 串联支路短路。 Administrator sunny 2-6 反之，在为了使交换损耗降到最低而将RG 变小时，有可能出现前面所述的激烈的尖峰电压 （=Ls×dIc/dt）的问题。从这里看出，对于选定RG，主电路的电感（Ls）非常重要。由于该 数值越低，关于选定RG 的探讨就变得越容易（即使RG 小，尖峰电压也不容易出现），因此 推荐大家尽量将Ls 的值设计得小一些。 另外，由于决定RG 时必须考虑与IGBT 的驱动电路中电容的协调性，因此，请在应用本章 2.3 的电容特性并进行充分探讨的基础上对RG 进行选定。 Administrator sunny 2-7 Administrator sunny 2-8 2.3 电容特性 图 2-11 表示门极充电电量（Qg）的特性。该特 性表示了相对于门极充电电量（Qg），集电极- 发射极间的电压（VCE）和门极-发射极间的电压 （VGE）变化。由于“Qg 增加”表示“IGBT 的 G-E 间的电容中有电荷被充入”，一旦Qg 充电， VGE（=Qg/C-E 间电容）上升，IGBT 即开通。 当IGBT 开通时，VCE 也随之下降到通态电压。 如上所述的门极充电电量Qg 表示了驱动IGBT 所需的电荷量。请在决定驱动电路电源电容时充 分利用该特性。 图 2-12 表示IGBT 的各结电容的特性。如图 2-13所表示，Cies 是指门极-发射极间的输入电 容，Coes是指集电极-发射极间的输出电容，Cres 是指集电极-门极间的反向传输电容。在设计驱 动电路时，请使用上述特性和Qg 特性。 2.4 安全操作区（RBSOA、SCSOA） IGBT 关断时，安全工作的VCE-IC 的工作范围称 为反向偏压安全操作（RBSOA: Reverse Bias SafeOperation Area），即图 2-14 中所表示的范 围。在设计缓冲电路时要保证使关断时VCE-IC 的 工作轨迹全部容纳在该RBSOA 区域内。 该RBSOA 分为通常交换工作时（实线、往返） 和大电流（短路）时（虚线、非往返）的两种区 域。为方便起见，将实线中的区域称为RBSOA， 虚线中的区域称为SCSOA （ Short Circuit Safe Operation Area）。由于SCSOA 区在集电极电流 变大时有变窄的倾向，需要加以注意。 Administrator sunny 2-9 2.5 内置二极管（FWD）特性 在IGBT 模块中，高速二极管（下称：FWD：Free Wheeling Diode）与IGBT 反并列连接， 内置于模块中。该FWD 具有图2-15 所示的VF-IF 特性和图 2-16 所示的反向恢复特性（trr、 Irr）、以及图 2-9、图 2-10所示的反向恢复工作时交换损耗（Err）特性。这些特性和IGBT 同样，用于计算FWD 间发生的损耗。另外，由于FWD 的特性随集电极电流、温度、RG 等 因素变化，需要加以注意。 2.6 瞬态热阻特性 图 2-17 表示用于温度上升的计算和散热片 设计的瞬态热阻特性（该特性为IGBT、FWD 每一个元件的特性）。 该热阻是在进行热分析等时经常使用的特 性，被定义为类似于电阻的欧姆定律的公 式： “温度差ΔT[℃]=热阻Rth[℃/W]×能量（损 耗）[W]”。IGBT 模块中热阻在计算IGBT、 FWD 的Tj 时使用。 详细请参照第6 章《散热设计方法》。 Administrator sunny Solutions of power system 第 3 章 应用中的注意事项 目 录 1. IGBT 模块的选定......................................3-2 2. 静电对策与门极保护...................................3-2 3. 保护电路设计.........................................3-3 4. 散热设计.............................................3-3 5. 驱动电路的设计.......................................3-4 6. 并联连接.............................................3-4 7. 实际安装的注意事项...................................3-5 8. 保管、搬运上的注意事项...............................3-5 9. 其他 实际使用中的注意事项............................3-5 本章中将对IGBT 模块使用时以及应用到装置时的注意点进行说明。 深圳市晴轩电子有限公司 Sunny Electronics Co., Ltd http://www.sz-sunny.com/ 3-1 IGBT 模块的选定 使用IGBT 模块时，需要考虑适宜选择何种额定电压、额定电流的IGBT 模块。本节对各种注意点分项 目进行说明。 1.1 额定电压 IGBT 模块的额定电压与适用装置的输入 电源即商用电源电压有密切的关系。这种 关系用表 3-1 表示，请参考此表，来选 择相应的元件。 1.2 额定电流 IGBT 模块的集电极电流变大时，VCE （sat）上升，发生的稳态损耗就变大。 另外，交换损耗也同时增大从而使元件的 发热增加。由于需要将使IGBT、FWD 的结温控制在（Tj）≦150℃（从安全角 度而言通常控制在125℃以下）使用，因 此选定IGBT 模块的额定电流非常重要。 一旦选错，将导致元件破坏或招致长期性 的可靠性降低，这点请充分注意。另外还需要注意的是，在高频交换用途中，随着交换损耗的增大（交 换的次数越多，综合的交换损耗也越大），发热也会增大。 作为大体标准，一般在装置的最大电流值≦元件的额定电流的情况下使用。另外，表 3-2 中也列举了 IGBT 模块的应用实例，请参考。 静电对策与门极保护 IGBT 模块的VGE 保证值一般最大为±20V（保证值在说明书中有记载，请确认）。在IGBT 的G-E 间 外加超过VGES 保证值的电压时，IGBT 的门极就有损坏的危险。请注意不要在G-E 间外加超出保证值的 电压。 特别注意IGBT 的门极对静电等非常敏感，因此请在使用产品时遵守以下所述的注意点。 1）使用模块时，先让人体和衣服上所带的静电通过高电阻（1MΩ左右）接地线放电后，再在接地的导 电性垫板上进行操作。 2）使用IGBT 模块时，要拿封装主体，不要直接触碰端子（特别是控制端子）部。 3）对IGBT 端子进行锡焊作业的时候，为了避免由烙铁、烙铁焊台的泄漏产生的静电外加到IGBT 上， 烙铁前端等要用十分低的电阻接地。 3-2 Administrator sunny 4）IGBT 模块是在用IC 泡沫材等导电性材 料对控制端子采取防静电对策的状态下出 库的。 这种导电性材料在产品进行电路连接后才 能去除。 另外，在门极-发射极间开放的状态下，集电 极-发射极间施加电压时，IGBT 有可能受 损。 这是由于集电极电势的变化，如图 3-1 所示 引起电流（i）流过，门极电势上升，IGBT 开通，集电极电流流过，从而使IGBT 发热 甚至有受损的可能性。 产品装入装置中时，在门极电路故障，或者门极电 路不能正常工作的状态下（门极开放的状态），主 电路上外加电压时，也会由于以上理由使IGBT 受损。为了防止这种损坏的发生，推荐在门极-发射极间 连接10kΩ(RGE)左右的电阻。 3 保护电路设计 IGBT 模块可能由于过电流、过电压这类异常情况而受损，因此，在IGBT 模块的运用中,设计能够避免 这种异常情况从而保护元件的保护电路显得尤为重要。这些保护电路需要在充分了解元件特性的基础 上，配合元件的特性进行设计。保护电路如果不与元件特性相匹配，那么即使安装了保护电路，元件也 可能受损（比如说，在施加了过电流保护时阻断时间会很长或者缓冲电路中的电容器电容很小，从而产 生尖峰电压等。）这些过电流、过电压的保护方法，将在第5 章《保护电路的设计》中详细说明，请参 照。 4 散热设计 IGBT 模块有既定的可容许最大结温（Tj），需要进行散热设计，使其控制在这个温度以下。进行散热 设计时，首先要计算出元件发生的损耗值，以这个损耗值为基础，选择能够控制在容许温度以下的散热 片。散热设计不充分将可能导致在实机运转等情况下超出元件的容许温度而损坏元件。关于这一点，第 6 章《散热设计方法》中将详细记载，请参考。 3-3 Administrator sunny 表 3-2 IGBT 模块的应用实例 推荐模块 变频器型号 模块等级 新型号 老型号 单相输入/3 相输出 0.4kw/220V 6A/600V P541 P81/P481 8A/600V P82/P482 单相输入/3 相输出 0.75kw/220V 10A/600V P543 P83/p483 单相输入/3 相输出 1.5kw/220V 15A/600V P544 P84/P484 20A/600V P545 P85/P485 单相输入/3 相输出 2.2kw/220V 30A/600V P546 P86/P486 30A/600V P585 单相输入/3 相输出 3.7kw/220V 50A/600V P586 单相输入/3 相输出 5.5kw/220V 50A/600V P586/P185-A10 3 相输入/3 相输出 0.4kw/380V 10A/1200V P549 P89/P487 3 相输入/3 相输出 0.75kw/380V 10A/1200V P549 P89/P487 10A/1200V P549 P89/P487 3 相输入/3 相输出 1.5kw/380V 15A/1200V P540 P80/P488 3 相输入/3 相输出 2.2kw/380V 15A/1200V P540/P588 P80/P488 3 相输入/3 相输出 3.7kw/380V 25A/1200V P589 P480 3 相输入/3 相输出 5.5kw/380V 35A/1200V P580 3 相输入/3 相输出 7.5kw/220V 35A/1200V P188-A20 3 相输入/3 相输出 11kw/380V 50A/1200V P189-A20 3 相输入/3 相输出 15kw/380V 75A/1200V P180-A20 3 相输入/3 相输出 18.5kw/380V 100A/1200V P569-F10 P569-F10 3 相输入/3 相输出 22kw/380V 100A/1200V P569-F 100A/1200V P569-F10 3 相输入/3 相输出 30kw/380V 150A/1200V P560-F 3 相输入/3 相输出 37kw/380V 150A/1200V P560-F * 现在产品的功率覆盖范围为 0.4kw~37kw，等到我们的Flowphase 2,Flowphase 3推出以后，我 们将可以覆盖整个变频器应用功率范围，最大到400kw。 驱动电路的设计 驱动电路的设计决定着能否充分地发挥元件的性能，这样说并不言过其实。此外，保护电路的设计也有 着密切的关系。 驱动电路由促使元件开通的正偏压电路和稳定地保持元件处于关断状态、同时加快关断速度的反偏压电 路组成，根据各种不同条件的设定，元件的特性也发生变化。另外，驱动电路的接线方法不同也会出现 元件的误动作问题。因此，设计最适当的驱动电路非常重要。包括注意点在内的详细内容已在第7 章《驱 动电路的设计方法》中说明，请参考。 并联连接 当IGBT 模块用于控制大容量变频等大电流时，有时将元件并联使用。 元件并联使用时，重要的是在设计时要使并联连接的元件中通过等量电流。 一旦电流失去平衡，有可能由于电流集中流过单个元件而损坏元件。 由于并联连接时的电流平衡随元件的特性和排线方法不同而变化，比如说有必要配合元件的VCE（sat）， 将主电路的排线做均等化的管理和设计。关于这一点，第8 章《并联连接方法》中记载了详细的注意点， 请参考。 3-4 Administrator sunny 实际安装的注意事项 在IGBT 模块实际安装时，下述几点需要特别注意： 1) 安装到散热片上时，要先在模块的反面涂上散热绝缘混合剂（导热膏），再用推荐的夹紧力距充分旋 紧。另外，散热片上安装螺丝的位置之间的平坦度请控制在100mm 上为100 μm 以下，表面粗糙度 请控制在10 μm 以下。错误的安装将破坏绝缘，甚至有可能引起重大事故。 2) 不要做让模块电极的端子承受过大应力的排线。最坏的情况可能会引起模块内部锡焊的电气配线断线 等问题。 在第4 章中有详细说明，请参考。 保管、搬运上的注意事项 8.1 保管 1) 半导体电子设备的保管存放场所以温度为5～35℃，湿度为45～75%最为适宜。特别是成形型的功率 晶体管，如果处于非常干燥的区域中，需要用加湿器加湿。再者，如果使用自来水，则由于自来水中所 含的氯元素会使电子设备的导线生锈，因此请注意使用纯水或开水。 2) 避开产生腐蚀性气体的场所和尘埃多的场所。 3) 在温度急剧变化的场所，半导体电子设备的表面容易结露，因此请避开这类场所，将其保管在温度变 化小的地方。 4) 保管时，请不要在半导体电子设备上施加外力或负荷。特别是在叠放时会不经意中施加负荷。 另外，重物请不要放在半导体电子设备上。 5) 半导体电子设备的外部端子请在未经加工的状态下保管。将端子加工后保存，产品实际安装时可能产 生锈蚀等造成锡焊不良。 6) 临时放置半导体电子设备时，请选择不易产生静电的容器。 8.2 搬运 1) 产品搬运时请不要受到冲击或使其跌落。 2) 多个半导体电子设备装箱搬运时，为了不使接触电极面等碰伤，请在模块间用柔软的衬垫互相间隔。 其他 实际使用中的注意事项 1) 仅使用FWD 而不使用IGBT 时（比如在斩波电路等中应用时），不使用的IGBT 的G-E 间请加-5V 以 上（推荐-15V、最大-20V）的反偏压。反偏压不足时，IGBT 可能由于FWD 反向恢复时的dv/dt 引起 误触发而损坏。 2) 请在模块的端子部测定驱动电压（VGE），并确认外加了既定的电压（如果在驱动电路端测定，则该 驱动电压为不受驱动电路终端所使用的晶体管等电压下降的影响的电压，IGBT 上即使未外加既定电压， 它的不良情况也可能不被察觉，因而可能导致元件损坏）。 3-5 Administrator sunny 3) 请通过产品的端子部位测定开通、关断时的脉冲电压等。 4) 使用时，请避开产生腐蚀性气体的场所。 5) 请在产品的绝对最大额定值（电压、电流、温度等）范围内使用。一旦超出绝对最大额定值，可能损 坏产品。特别是外加超出VCES 的电压时，可能发生雪崩击穿现象从而使元件损坏。因此，请务必在 VCE 的绝对额定值的范围内使用。 6) 考虑到万一发生意想不到的事故而损坏元件，请务必在商用电源和半导体电子设备之间安装适当容量 的保险丝或自动断路器，防止次生性破坏。 7) 请在充分把握产品的使用环境、充分考虑能否满足产品的可靠性寿命的前提下使用。 如果在超过产品的可靠性寿命的情况下使用，元件可能在装置的目标寿命前损坏。 8) 本产品请在功率周期寿命以内使用。 9) 在含有酸、有机物、腐蚀性气体（硫化氢、亚硫酸气体等）的环境下使用，将很难保证产品的机能、 外观等等。 10) 请不要让主端子和控制端子受到应力而变形。端子变形将可能引起接触不良等情况。 11) 本产品所使用的螺钉长度，请根据外形图正确选择。螺钉过长将会损坏外壳。 12) 产品实际装配到装置上时，不要让主端子和控制端子受到过大的应力。否则将可能破坏端子的构造。 13) 反偏压门极电压VGE 不足时，可能引起误触发，为了避免误触发，请设定足够的-VGE 的数值（推荐 -15V）。 14) 如果开通dv/dt 偏高，则对置支路的IGBT 可能发生误触发。为了避免误触发，请在最适当的门极驱 动条件（+VGE、-VGE、RG 等）下使用。 3-6 Administrator sunny Solutions of power system 深圳市晴轩电子有限公司 Sunny Electronics Co., Ltd http://www.sz-sunny.com/ 4-1 第 4 章 发生故障时的应对方法 目 录 1. 发生故障时的应对方法.................................4-2 2. 故障叛定方法.........................................4-7 3. 典型故障及其应对方法.................................4-8 本章中对在IGBT 模块的应用过程中出现故障的应对方法进行说明。 发生故障时的应对方法 IGBT 模块运用在变频电路中时，配线失误、实际安装失误等问题都会导致元件的破坏。发 生类似元件破坏等异常情况时，需要在明确其发生状态和原因的前提下采取相应的对策。在 此作为指南，在表 4-1 中简单概括了根据元件破坏模式推定元件外部的异常情况的原因分 析。元件破坏时，首先请根据该表中的破坏原因着手分析。运用表 4-1 无法进行原因分析 时，我们准备了更加详细的原因分析图4-1，请灵活运用它来查明破坏原因。 产品是否有破坏、有代表性的故障以及相应的应对方法分别记载在本章第2 项和本章第3 项 中，请灵活运用。 ㄀ 4 ゴ থ⫳ᬙ䱰ᯊⱘᑨᇍᮍ⊩ 4-2 㸼 4-1 ܗӊⱘ⸈ണ῵ᓣϢॳ಴᥼⌟ ܗӊ໪䚼ⱘᓖᐌ⦄䈵 ॳ಴ ܗӊⱘ ⸈ണ῵ᓣ Ẕᶹ㽕⚍ 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的反向传输电容Cres 给门极-发射极间的电容充电，使IGBT 导通而产生的。） 在产品入库试验时，通过旋转开关等机械开关进行信号线的切换，由于切换时G-E 间瞬间 变为开放状态，可能产生上述现象而破坏元件，请加以注意。另外，在机械开关出现振动的 情况下，也存在同样的时间段，可能破坏元件。为了防止这种破坏，必须先将主电路（C-E 间）的电压放电至0V，再进行门极信号的切换。另外，对由多个元件（一组2 个以上）构 成的产品在进行入库试验等特性试验时，测试元件以外的门极-发射极间必须予以短路。 图 4-4 是通态电压测试电路的范例。下面通过该电路图说明测试顺序。首先门极电（GDU） 设定为关断状态（VGE=0V），导通SW1 并在C-E 间外加电压。然后，从GDU 开始，向G-E 间外加既定的正向偏压电压，使IGBT 通电，测试通态电压。最后使门极电路变为关断状态， 关断SW1。按照这个顺序可以不破坏元件，安全地进行产品的特性测试。 3.2机械应力对产品的破坏 产品的端子如果受到强外力或振动，就会产生应力，有时会导致破坏产品内部电气配线等情 况。在将产品实际安装到装置上时，请千万注意不要发生类似的应力。 图 4-5 表示了门极驱动用的印刷基板（Pt 或PCB 板）实际安装到产品上部的事例。如（1） 所示，如果不固定Pt 板即安装时，装置在搬运时由于受到振动等原因，Pt 板也振动，从而 使产品的端子发生应力，引起产品内部电气配线的破坏等问题。为了防止这种不良情况的发 生，需要如（2）所示，将Pt 板固定。采取这种对策时请使用有足够强度的专用固定材料等。 Administrator sunny 4-9 图 4-6 表示了使用了平行平板进行主电路配线时的实例。如（1）所示当电气配线用的＋、 －导体间有高低差时，产品的端子将处于不断地承受向上拉伸应力的状态，可能导致产品内 部的电气配线断线等问题。为预防此类不良情况的发生，需要如（2）所示，加入导电性的 衬垫使平行导体间的高低差消失。另外，在使用Pt板构造的时候，如果出现配线高度位置的 偏离，同样会使端子承受很大的拉伸应力或外力，也会出现同样的不良情况，请加以注意。 3.3 反偏压门极电压-VGE 不足产生的IGBT 误触发 反偏压门极电压-VGE 一旦不足，将会引起IGBT 误触发，使上下支路的IGBT 双方均导通， 形成短路电流。切断该电流时可能由于浪涌电压和发生的损耗而破坏产品。在设计装置时必 须确认没有出现这种由于上下支路短路而产生短路电流的现象（推荐的-VGE=-15V）。 产生上述现象的原理用图 4-7、图 4-8 表示（图 4-7 中表示外加了-VGE 的IGBT，该图中 虽然没有明确表示，但请假定该IGBT 的对置支路也同样串联着IGBT）。首先，对置支路 的IGBT 处于开通状态时，图4-7FWD 就反向恢复。此时，C-E 间产生像图 4-8 所示的dv/dt。 由于该dv/dt，电源iCG 通过C-G 间的反向传输电容Cres、门极电阻RG 如图 4-7 所示流动。 该iCG 在RG 的两端引发∆V=RG×iCG 的电位差，VGE 如图 4-8 所示状态涌上+侧。此时，一旦 VGE 峰值电压超过IGBT 的VGE（th），则IGBT 导通，上下支路流过短路电流。 反而言之，只要VGE 峰值电压不超过IGBT 的VGE（th），上下支路就没有短路电流流过， 因此为了避免发生这种不良现象，外加足够的反偏压电压（-VGE）很重要。需要的-VGE 值 随使用中的驱动电路和门极配线、RG 等变化，因此在装置设计时必须确认上下支路是否有 短路电流。下面表示这种确认方法的例子。 图 4-9 为上下支路是否有短路电流的确认方法实例。首先，如图将变频器输出端子（U、V、 W）开放（无负荷）。然后，启动变频器，驱动各IGBT。此时，如图所示，如果检测出从 电源线流出的电流，则可以确认上下支路是否有短路电流。如果反偏压电流充足，则能测出 给元件的结电容充电的微小的脉冲电流（额定电流的5%左右）。但是，如果反偏压电压-VGE 不足时，该电流将变大。为能正确地判断，用绝不产生误触发的-VGE（推荐-VGE=-15V）进 行对该电流作检测之后，用既定的-VGE 再次对电流检测。如果两者的电流为相同值，则说 明没有产生误触发。这种判定方法值得推荐。 Administrator sunny 4-10 作为对策，推荐使用的方法是增加反偏压电压-VGE 直至短路电流消失为止，或者在G-E 间 附加Cies 的一半左右的电容（CGE）（但是，附加CGE 的方法会很大程度影响交换时间和交 换损耗，请充分考虑后再决定是否采用该方法）。另外，上下支路流过短路电流的重要原因 除了上述的dv/dt 误触发以外还有空载时间不足的现象。在发生该现象的时候，也能用图 4-9 所示的试验观测到短路电流，在即使增加反偏压电压-VGE短路电流仍不减少的情况下，请采 取增加空载时间等对策。对此，在第7 章中有详细说明，请参考。 Administrator sunny 4-11 3.4 从瞬态导通状态的二极管反向恢复（微小的脉冲反向恢复）现象 IGBT 模块中内置了FWD，充分重视FWD 的作用对于设计高可靠性的装置非常重要。本项 特别针对这种与产品破坏有密切联系但又鲜为人知的微小脉冲反向恢复现象进行说明。 图 4-10 中表示了由于微小脉冲反向恢复引发的过大浪涌电压的时间图。这种现象是由 IGBT 在驱动时受杂波等影响而使门极信号短暂中断，在发生如图 4-10 所示的非常短的阻 断脉冲（Tw）等时，对置支路侧的FWD 的C-E 间形成非常大的反向恢复浪涌电压的现象。 受该现象的影响，一旦产生超出产品耐压保证值的浪涌电压就可能破坏元件。 在本公司的评价中确认在Tw<1μs 的范围中，浪涌电压会急剧增加。在进行装置设计的时 候，请注意避免发生类似短暂的门极信号阻断脉冲中断。 产生这种现象的原因是由于FWD 导通后极短的时间内进入了反向恢复状态，FWD 中还没 有积蓄充分数量的载流子的状态下即外加电压，过渡层迅速扩大，使其产生强烈的di/dt 、 dv/dt。 再者，当Tw 处于1μs 以下的运转模式的装置中时，请确认与最小的Tw 相关的浪涌电压 应在元件的耐压值以下。如果浪涌电压超出元件的耐压值时，请采取加大RG，降低电路中 电感，强化缓冲电路，附加CGE等浪涌电压对策。 图 4-11 表示了微小脉冲反向恢复时的二极管反向恢复波形。通过将RG 从1.0Ω增大到5.6 Ω，可以看出浪涌 Administrator sunny 4-12 3.5 并联时的振荡现象 产品并联连接的时候，主电路配线的均衡性变得非 常重要。配线无法取得均衡的情况下，配线过短的 元件交换时将发生过渡电流集中，可能导致元件破 坏或长期的可靠性降低。另外，在无法实现主电路 配线均衡性的电路中，理所当然，它的主电路电感 也不能与各元件平衡，由于交换时的di/dt，各配 线的电感上产生不连续的电压。这种电压引起环路 电流等异常振荡电流，可能招致元件的破坏。 图 4-12（1）表示了使发射极部的配线电感极端 不平衡时的振动现象。这是由于在并联连接的发射 极部位，配线环路中流过振动电流，使门极电压振 动，IGBT 高速导通、断开，发生振动现象。作为 该现象的对策，是在各门极-发射极的配线中插入 共模线芯，使发射极处的环路电流无法流过。图 4-12（2）是排除影响后的波形图。从图 4-12 （2）可以看出，振动得到了抑制。 如上所述，进行主电路配线设计时，要充分注意电 路的均衡性。 3.6 锡焊流程的注意事项 在IGBT 模块的端子上，将门极驱动电路和控制 电路作锡焊时，一旦焊锡温度过大，可能发生外壳 树脂材料熔化等不良情况。说明书中有端子锡焊时 的耐热试验项目，请不要在超出试验条件的情况下 进行锡焊流程的组装。一般性产品的说明书中记载 的端子耐热性试验条件如下所示，请参考。 焊锡温度：260±5℃。投入时间：10±1s。次数：1 次。 3.7 IGBT 模块在转换器部上的应用 IGBT 模块中使用的二极管有额定的I2t。所谓额定的I2t，表示对于持续时间非常短的电流脉 冲（小于10ms）的正方向的非重复过电流能力。I 是有效电流，t 指脉冲的持续时间。使用 于整流电路（或转换器电路）等时，启动时的瞬间电流能够流动，请将该电流在额定I2t 以 下使用。另外，在超出I2t 额定量的情况下，比如可以将电阻与接触器并联连接的启动电路 与交流电源和整流电路间连接等，采取一定的对策。 Administrator sunny 4-13 3.8 功率周期寿命 IGBT 模块中存在如图 4-13 所示的功率周期 寿命。功率周期中，有ΔTj 功率周期与ΔTc 功率周期。ΔTj 功率周期中，如图 4-13 所 示，通过能使结温在较短的时间周期内上升、 下降的动作，来显示铝导线以及硅芯片下锡焊 部位的寿命。 IGBT制造商通过对热应力的分析，找出锡焊连 接部位发生的变形，通过ΔTj 的不同来进行 破坏机制的分析，致力于产品的长寿命化。当 ΔTj 在100℃以上时，由于硅芯片和铝导线的 膨胀系数的差异产生剪切应力，于是由连接界 面产生龟裂形成的破坏是主要的。当ΔTj 在 80℃时以下，由于硅芯片和绝缘基板的线膨胀 系数的差异产生剪切应变，于是锡焊连接部发 生龟裂，这种龟裂发展成为连接部位温度上升 形成破坏的现象是主要的。 一般条件下，由于使用在ΔTj 为80℃时以下的比 较低的温度区域，为了提高功率周期寿命，锡焊部 位的长寿命化变得很重要。IGBT制造商新开发了具有优秀的机械特性和浸湿性的SnAg 系无 铅焊锡，达到了功率周期的长寿命化的目的。 对于实际装置的寿命设计，请对被使用装置的运转状态下的ΔTj 进行计算，确认其次数远 远超出产品的寿命。 比如说，对电动机频繁加速、停止的装置，加速时最大结温Tj 与停止时结温Tj 的差即ΔTj。 比起此图4-14 中所示的功率周期最大耐受量，根据此时的ΔTj 中得出功率周期寿命，确认 该功率周期寿命远远超出实际产品中需要进行的加减速次数。 另外，在0.5Hz 等低速运行的驱动系统中，求出0.5Hz 时的ΔTj，从该ΔTj 中得出功率周 期寿命。请确认该功率周期寿命比产品寿命长。 同时，在驱动系统中，加减速运行与低速运行混合发生时，得出各种运行模式下的ΔTj，确 认从各个ΔTj中得出的功率周期寿命均长于产品的使用寿命。 Administrator sunny 4-14 3.9 EMC 杂波对策 近年来，使用了IGBT 模块的变频器、UPS 等变换装置需要适应欧洲的CE 标志和国内的 VCCI 标准。将EMI 杂波（装置在运行中发生的具有传导性和放射性的EMI 杂波）控制在 标准值水平以下的装置设计成为非常重要的课题。 由于IGBT 模块的每一次更新换代，都通过特性改良在产品的高速交换化、低损耗化方面有 所改进。因此，使IGBT 进行交换时产生的高dv/dt、di/dt 很多情况下成为了产生放射性EMI 杂波的原因。这种放射性EMI 杂波产生的原因，一般认为是由于IGBT 在开通（对置支路 的FWD 反向恢复）时产生的高dv/dt、di/dt 变为触发器，于是由半导体电子设备的结电容 等杂散电容与配线上的寄生电感产生的高周波LC 共振而产生的。 为了降低IGBT 模块进行交换时产生的放射性EMI 杂波，通过重新设定驱动条件使交换特 性，特别是导通特性柔性（低速）化将是 有效的。请参照第7 章内容，研讨决定适 宜的驱动条件。 图 4-15 表示了通过加大门极电阻，交换特 性得以柔性化时测定放射性EMI 杂波特性 的例子。如果门极电阻增加为标准门极电 阻的2 倍左右，则能使放射性EMI 杂波减 低10dB 以上。但是，如果通过对交换特性 柔性化来抑制放射性EMI杂波，则交换损耗 有增加的倾向，因此，重要的是在考虑与 装置运转条件和模块冷却条件等取得平衡 的同时，来设定驱动条件。 另外，表 4-2 显示了对于放射性EMI 杂波 的一般性对策实例。放射性EMI 杂波根据 装置的配线构造、材质、电路构成等不同， 其产生原因和干扰电平也不尽相同。因此， 每种应对实例是否有效需要逐个验证。 Administrator sunny Solutions of power system 第 5 章 保护电路设计方法 目 录 IGBT的电气毁坏及保护………………………………………..…5-2 1.过流保护………………………………………………………..5-3 2.过热保护…………………………………………………………5-4 3.欠压保护………………………………………………………..5-4 4.短路保护…………………………………………………………5-5 5.过压保护……………………………………………………….5-10 本章中对IGBT 的保护电路设计方法进行说明。 深圳市晴轩电子有限公司 Sunny Electronics Co., Ltd http://www.sz-sunny.com/ 5-1 IGBT 保护：电气故障判断 IGBT 保护的几种方式 .短路保护 通常是（SC）保护 （10us,但 600VIGBT3 是 6us） 措施：VCE_SAT检测/电流检测电阻, RGE, G-E钳位二极管 .过流保护（OC 保护） 措施: 电流检测电阻,电流传感器 .过热保护（OT 保护） 措施: NTC 温度检测电阻/隔离放大器 .欠压保护（UV 保护） 措施: 驱动器的低压切断功能（UVLO）功能 .过压保护（OV 保护） 措施: G-E钳位二极管（VGE） 软关断，关断延迟，刹车断路器，VDC_bus监控 5- 2 Administrator sunny 过流保护 5- 3 Administrator sunny 过热保护 欠压保护 5- 4 Administrator sunny 短路（过电流）保护 4.1 关于短路耐受能力 一旦发生短路，IGBT 的集电极电流增加到超过既定值，则C-E 间的电压急剧增加。根据这 种特性，可以将短路时的集电极电流控制在一定的数值以下，但是在IGBT 上仍然有外加的 高电压、大电流的大负荷，必须在尽量短的时间内解除这种负荷。同时，根据IGBT 的短路 耐受能力，从发生短路起到电流切断为止的容许时间也受到限制。 短路耐受能力如图 5-1 所表示，由短路电流开始流动到引起破坏为止的时间决定。 IGBT 保护：短路容量 z Vge=15V 时非穿透/沟槽-场终止 IGBT 芯片本身可限制短路电流 6-8 倍（IGBT-2）/4 倍 Ic.nom, (IGBT-3， 1200V 或以上)， 至于新的 600V IGBT-3，则是 5 倍 Ic.nom。 z Tj= 125°C时，非穿透/沟槽-场终止的IGBT芯片可以承受短路电流达10 μs，至于新的 600V IGBT-3，Tj= 150°C时，则是6 μs。 < 条件 > ·VCC 600V 系列：Ed（VCC）=400V、1200V 系列：Ed（VCC）=800V ·VGE 15V ·RG：标准值RG ·Tj=125℃ 一般情况下，电源电压Ed 越高，温度Tj 越高，短路耐受能力就越小。 5- 5 Administrator sunny 两种短路现象 5- 6 Administrator sunny 2 短路模式及发生原因 和发生原因用表 5-1 表示。 4. 关于变频装置中的短路模式 5- 7 Administrator sunny .3 接地（过电流）的检测方法 进行短时间内的保护，因此请将从检测出过电流到完成关断为 外，由于IGBT 的关断时间极短，如果用通常的驱动信号来切断过电流，则集电极的电压 法，表5-2 对各种方法对应的特征和可以检测出的内 4 1) 通过过电流检测器检测 如前所述，由于需要对IGBT 止各电路的动作延迟时间设计为最小。 另 上跳变大，IGBT 有可能被过电压破坏（RBSOA 破坏）。因此，建议在切断过电流时，使 IGBT 轻柔地关断（柔性关断）。 图 5-2 表示了过电流检出器的插入方 容进行了说明。请考虑您需要如何保护电路，选择确切的方法。 5- 8 Administrator sunny 2) 通过VCE（sat）检测 该方法能够对表 5-1 中表示的全部短路事故进行保护，由于从检测出过电流到进行保护为 止都在驱动电路侧进行，能够做到最高速的保护动作。图 5-3 表示了以VCE（sat）检测的短 路保护电路实例。 该电路通过D1 对IGBT 的集电极-发射极间电压进行常时监视，当导通的时段中IGBT 的集 电极-发射极间的电压超出D2 设定的电压时即作为短路状态被检测出来，则形成T1 开通、 T2 关断、T3 关断的局面。此时，门极存储的电荷通过RGE 缓慢放电，从而抑制了IGBT 关 断时产生过大的尖峰电压。 一些IGBT 驱动用混合式IC内置了与此相同的短路保护电路，能够实现电路设计的简略化。 具体内容在应用手册第7 章《驱动电路设计方法》中有记载，请参照。图 5-4 表示短路保 护动作的波形实例。 5- 9 Administrator sunny 过电压保护 5.1 过电压的发生原因及抑制方法 1) 过电压的发生原因 因为IGBT 的交换速度很快，IGBT 关断时，或FWD 反向恢复时会产生很高的di/dt，由模 块周边的配线电感引发L·（di/dt）电压（关断浪涌电压）。 ♦ VGE过压: 1) 由于密勒电容通过 Rg_off 充电造成的, 会导致短路电流的猛烈上升. 2) 由于静电放电造成的,可能会损坏门极结构. ♦ VCE过压 1) 关断过快及杂散电感过高.(解决:软关断,关断延迟) 2) 再生的刹车电流(解决方案:刹车断路器) 3) 线电压的波动 5- 10 Administrator sunny 2)过电压的保护电路 3）以 IGBT 关断时的电压波形为例，介绍其发生原因和抑制方法，并对具体的电路实例 （IGBT、FWD 均可适用）予以说明。 作为以测试关断浪涌电压为目的的简单电路，图 5-5 为斩波电路实例，图 5-6 为IGBT 关 断时的动作波形图。 5- 11 Administrator sunny 关断浪涌电压是由于IGBT 关断时主电路电流急剧变化，在主电路的寄生电感上诱发高电压 而发生的。关断浪涌电压的峰值可以下式求出： VCESP =Ed + (−LS ⋅dIc /dt ) ･･････････････････① dIc/dt：关断时集电极电流变化率的最大值 VCESP 超过RBSOA 或VCES 时即导致破坏。 4) 过电压的抑制方法 5- 12 Administrator sunny 抑制发生过电压的原因的关断浪涌电压的方法有下列几种： a. 在IGBT 中加上保护电路（=缓冲电路），吸收浪涌电压。在缓冲电路的电容器中使用薄 膜电容，并配置在IGBT 附近，使其吸收高频浪涌电压。 b. 调整IGBT 的驱动电路的-VGE 和RG，减小di/dt（请参考第7 章《驱动电路设计方法》） c. 尽量将电解电容器配置在IGBT 的附近，减小配线电感，如果使用低阻抗型的电容器则效 果更佳。 d. 为了减低主电路和缓冲电路的配线电感，配线要更粗、更短。在配线中使用铜条。另外 进行并列平板配线（分层配线），使配线低电感化将有很大的效果。 5.2 缓冲电路的种类与特征 缓冲电路分为两种：一种是在所有的元件上以1 对1 安装缓冲电路的个别缓冲电路，另一种 是在直流母线间集中安装的集中式缓冲电路。 1) 个别缓冲电路 作为个别缓冲电路的代表实例，有以下几种缓冲电路。 a) RC 缓冲电路 b) 充放电型RCD 缓冲电路 c) 放电阻止型RCD 缓冲电路 表 5-3 表示了各个别缓冲电路的连接图、特征及主要用途。 2) 集中式缓冲电路 作为集中式缓冲电路的代表实例，有以下几种缓冲电路。 a) C 缓冲电路 b) RCD 缓冲电路 最近，以简化缓冲电路为目的，采用集中式缓冲电路的情况正在增多。表 5-4 表示了各集 中式缓冲电路的连接图、特征及主要用途，表 5-5 表示使用集中式C 缓冲电路时的缓冲电 容的大致标准，図5-7 则为缓冲电路关断波形实例。 5- 13 Administrator sunny 5- 14 Administrator sunny 5- 15 Administrator sunny 5.3 放电阻止型RCD 缓冲电路的设计方法 下面就作为最合理的IGBT 的缓冲电路的放电阻止型RCD 缓冲电路的基本设计方法进行说 明。 5- 16 Administrator sunny 1) 关于适用与否的研讨 图 5-8 表示应用了放电阻止型RCD 缓冲电路 的关断时的动作轨迹，图 5-9 表示关断时的电 流、电压波形。 放电阻止型RCD 缓冲电路在IGBT 中C-E 间的 电压超过直流电源电压时开始动作，它理想的动 作轨迹为虚线表示的轨迹。 但是，在实际装置中，由于在缓冲电 路的配线电感和缓冲二极管瞬态正向 电压下降的影响下，关断时有尖峰电 压存在，因此其轨迹如实线所示，右 肩处有突起。 为了应用放电阻止型RCD 缓冲电 路，关 断时的动作轨迹必须控制在IGBT 的 RBSOA 区域内。 另外，关断时的尖峰电压可以通过下式求出。 VCESP =Ed +VFM + (−LS ⋅dIc /dt ) ················· ② Ed：直流电源电压 VFM：缓冲二极管瞬态正向电压下降※ Ls：缓冲电路的配线电感 dIc/dt：关断时的集电极电流变化率最大值 2) 缓冲电容器（Cs）电容值的求法 5- 17 Administrator sunny 3) 缓冲电阻（Rs）值的求法 缓冲电阻要求的机能是在IGBT下一次关断动作进行前，将存储在缓冲电容器中的电荷放电。 在IGBT 进行下一次断开动作前，将存储电荷的90%放电的条件下，求取缓冲电阻的方法如 下： 4) 缓冲二极管的选定 缓冲二极管的瞬态正向电压下降是关断时发生尖峰电压的原因之一。 另外，一旦缓冲二极管的反向恢复时间加长，高频交换动作时缓冲二极管产生的损耗就变大， 缓冲二极管的反向恢复急剧，并且缓冲二极管的反向恢复动作时的IGBT 的C-E 间电压急剧 5- 18 Administrator sunny 地大幅度振荡。 请选择瞬态正向电压低，反向恢复时间短，反向恢复平顺的缓冲二极管。 5) 缓冲电路配线上的注意事项 因缓冲电路的配线产生的电感是发生尖峰电压的原因，请尽量在包括电路部品的配置等方面 想方设法降低电感。 5.4 浪涌电压的特性实例 为浪涌电压的实际特性例，图 5-10 表示关断时的浪涌电压特性。一般，集电极电流越多， 则关断时的浪涌电压越大。图 5-11 表示FWD 的反向恢复时的浪涌电压。通常，集电极电 流在额定电流的几分之一到几十分之一的低电流范围中反向恢复时的浪涌电压变大。请在确 认全部的动作条件均在RBSOA 以内或在VCES 范围内之后再使用。 5- 19 Administrator sunny 5- 20 Administrator sunny Solutions of power system 深圳市晴轩电子有限公司 Sunny Electronics Co., Ltd http://www.sz-sunny.com/ 6-1 第 6 章 散热设计方法 目 录 1. 发生损耗的计算方法...........................................6-2 2. 散热器（冷却体）的选定方法...................................6-7 3. IGBT模块的安装方法..........................................6-11 本章对散热设计进行说明。 为了使IGBT 安全工作，必须确保结温（Tj）不超过Tj max。当然，不仅在额定负荷的范围内时需要确保， 在超负荷等异常情况下，也必须控制在Tj max 以下。因此，进行热设计时要保证有充分余量。 6-2 发生损耗的计算方法 1.1 关于损耗 IGBT 模块由IGBT 部和FWD 部构成，它们各自发生的损耗的合计即为IGBT 模块整体的发生损耗。另外， 发生损耗的情况可分为稳态时和交换时。如对上述内容进行整理可表述如下。 无论IGBT 部还是FWD 部的稳态损耗均可通过输出特性计算。同时，交换损耗能通过交换损耗-集电极电 流特性计算。根据计算出的发生损耗进行散热设计，保证结温Tj 不超过设计值。 因此，在此使用的通态电压和交换损耗的值，通常使用结温Tj 为设计值（推荐Tj=125℃）时的数据。 这些特性数据均记载在说明书中，请参考。 1.2 使用DC 斩波器时发生损耗的计算方法 使用DC 斩波器时，可以将IGBT 或FWD 中流过的电流认为是连续的矩形波，从而简单地进行近似计算。 图 6-1 即表示近似的DC 斩波器的波形，集电极电流为IC 时的饱和电压、交换损耗分别为VCE（sat）、 Eon、Eoff，FWD 正向电流为IF 时的通态电压、反向恢复损耗分别为VF、Eon、Eoff，发生损耗可如下计 算： Administrator sunny 6-3 实际上，直流电源电压和门极电阻值等条件与说明书上记载的内容可能有差异，在这种情况下，可以按照 下面的规则进行简略计算。 · 直流电源电压Ed（Vcc）不同时 通态电压：不受Ed（Vcc）影响 交换损耗：与Ed(Vcc)成比例 ·门极电阻值不同时 通态电压：不受门极电阻值影响 交换损耗：分别与交换时间成比例，取决于门极电阻值 Administrator sunny 6-4 1.3 正弦波VVVF 变频器应用时发生损耗的计算方法 通过VVVF 变频器等进行PWM 控制时，如图 6-2 所示，由于电流值与动作状态始终在变化，因此发生 损耗的详细计算需要运用计算机模拟技术等。但是，由于其计算方法过于复杂，在此介绍一下运用近似式 进行简略计算的方法。 1) 前提条件 在进行计算时，以下列内容为前提条件。 ·应为正弦波电流输出三相PWM 控制VVVF 变频器 ·为通过正弦波、三角波比较的PWM 控制 ·输出电流为理想的正弦波 Administrator sunny 6-5 2) 稳态损耗（Psat、PF）的计算方法 IGBT 和FWD 的输出特性如图 6-3 所示，从说明书的数 据可以得出近似值。 因此，稳态损耗为 IGBT 侧的稳态损耗: FWD 侧的稳态损耗: 在此，DT、DF：在输出电流半波上的IGBT 及FWD 的平均导通率 在输出电流半波上的IGBT 及FWD 的平均导通率为如 图 6-4 所示的特性。 Administrator sunny 6-6 3) 交换损耗 交换损耗-IC 特性，如图 6-5 所示，一般以下式作近似计算。 a、b、c：乘数 Eon′、Eoff′、Err′：额定IC 时的Eon、Eoff、Err 值。 因此，交换损耗如下表示： ·开通损失（Pon） ·关断损耗（Poff） ·FWD 反向恢复损耗（Prr） Administrator sunny 6-7 4) 全发生损耗（总发生损耗） 根据2）和3）项的计算结果， IGBT 部发生损耗为： PTr = Psat + Pon + Poff， FWD 部发生损耗为： PFWD = PF + Prr 实际上，直流电源电压与门极电阻等与说明书记载的内容可能有差异，与1.2 项采用同样的思路，可作简 略计算。 散热器（冷却体）的选定方法 电力用二极管、IGBT、晶体管等功率模块中，电极部和安装基板多数情况下被绝缘，由于在一个散热器上 可以安装多个元件使用，所以实际安装时既容易，又可以实现紧凑配线。为了让这些元件能够安全地工作， 工作时需要使各元件产生的损耗（热）高效散发，因此选择散热器起了关键性作用。以下阐述选定散热器 的基本思路。 2.1 稳态的热方程式 半导体的热传导可以将它变换为电路予 以解释。这里考虑仅将IGBT 模块安装 到散热器上的情形。此时，就热量而言， 可以转换为如图6-6 所示的等效电路。 Administrator sunny 6-8 通过上述的等效电路，结温（Tj）可以由下列热方程式求得。 但是，这里所说的外壳温度Tc 和散热器温度Tf 是如图6-13 所表示位置的温度。如图6-7 所示，此外各点 的温度都测定时均低于实际值，并且由于它受散热器散热性能的制约，设计时有必要注意。 下面，安装IGBT（2 元件模块）时的等效电路实例以图6-8 表示。此时，热方程式为： 根据这些公式，请在确认Tj 未超出Tj max 的条件下选择散热器。 Administrator sunny 6-9 Administrator sunny 6-10 2.2 瞬态的热方程式 一般情况下，虽然如前面所述，从平均发生的损耗考虑稳态的Tj 已经足够，但实际上每次反复交换产生的 损耗是脉冲状态的，因此形成了如图6-10 所示的温度脉动。这种情况下，将发生的损耗看作一定周期与一 定的峰值形成的连续矩形波脉冲，使用说明书中记载的如图6-9 所示的瞬态热阻曲线，能够近似计算出温 度脉动的峰值（Tjp）。 也请在确认该Tjp 没有超过Tj max 的条件下选定散热器。 2.3 过热或瞬态过热对模块的使用寿命的影响 z 快速热周期更易损坏模块 z 长时间过热和温度变化剧烈的负载周期都会严重导致模块寿命缩短 z 在100K结温的温度变化情况下，模块的寿命为40K周次 z 在前述条件下，若以一分钟温度改变100度计算，模块寿命为27天 z 温度变化范围每减少10℃负载周期增加一倍 z 不要在温度临界处使用模块 z 保证合适的、稳定的冷却系统 Administrator sunny 6-11 IGBT 模块的安装方法 3.1 安装在散热器上 热阻根据IGBT 模块的安装位置而变化，请注意以下几点： 1) 1 个IGBT 模块安装在散热器上时，如果安装在散热器中心，则热阻变成最小。 2) 在同一个散热器上安装多个IGBT 模块时，请在考虑各IGBT 模块发生的损耗情况的基础上，决定安 装的位置。对发生大损耗的IGBT 模块，请给予大面积。 3.2 散热器表面的处 关于安装IGBT 模块的散热器的表面处理，螺钉位置间的平面度控制在50 um～100 um以内，表面粗糙度控 制在10μm 以下。散热器表面如有凹陷，会导致接触热阻（Rth（c-f））的增加。 另外，散热器表面的平面度在上述范围以外时，IGBT 模块安装时（夹紧时）会给IGBT 模块内部的芯片 与位于金属基板间的绝缘基板增加应力，有可能产生绝缘破坏。 3.3 安装要求和散热器要求 z 确保模块的高度和PCB板与散热器之间的距离要一致 z 确保在100mm长度下散热膏的平面度不超过50um z 散热器表面平整度小于Rz10，表面不能有划痕或有尘粒 Administrator sunny 6-12 3.4 散热绝缘混合剂的涂敷 为了使接触热阻变小，推荐在散热器与IGBT 模块的安装面之间涂敷散热绝缘混合剂。涂敷散热绝缘混合 剂时，在散热器或IGBT 模块的金属基板面上请如图6-11 涂敷。随着IGBT 模块与散热器通过螺钉夹紧， 散热绝缘混合剂就散开，使IGBT 模块与散热器均一接触。 推荐散热绝缘混合剂的一个实例用表6-1 表示。 Administrator sunny 6-13 不同厚度的导热膏（散热绝缘混合剂）所产生的热阻Rth的对比 对于有无底板的模块，涂敷不同厚度的导热膏产生的热阻的对比 导热膏涂敷厚度不同所产生的损耗 Ptot 对比 结论：涂敷同等厚度的导热膏（特别是涂敷厚度较厚的情况下）无铜底板的模块比有铜底板 散热的模块的发热更严重，最终引至模块的结温超出模块的安全工作的结温上限（Tj < 125°C 或 125°C）。 Administrator sunny 6-14 理想的热量的扩散 导热膏增厚对热量扩散的影响 因为散热器表面不平整所引起的导热膏的厚度增加，会增大接触热阻，从而减慢热量的扩散 速度 Administrator sunny 6-15 3.4 夹紧方法 IGBT 模块安装时，螺钉的夹紧方法如图6-12 所示。另外，螺钉请以推荐的夹紧力矩范围予以夹紧。 推荐的力矩在说明书中有记载，请另行参考。如果该力矩不足，可能使接触热阻变大，或在动作中产生松 动。反之，如果力矩过大，可能引起外壳破坏。 3.5 IGBT模块的安装 1）模块安装的顺序－防止管脚应力产生 Administrator sunny 6-16 2）IGBT 模块的安装方向 将IGBT 模块安装在由挤压模制作的散热器上时，如图6-12 所示，建议IGBT 模块的安装与散热器挤压方 向平行。这是为了减小散热器变形的影响。 3）模块安装的建议 . 用螺钉安装模块到PCB板 . 把模块焊接到PCB板。注意焊接时间要短。注意波形焊接机的溶剂干燥剂的用量。不要使用过量的 溶剂。模块不能冲洗。 . 用网版印刷技术在散热器表面印刷50um的散热复合膏 .用螺钉把模块和PCB板安装在散热器上。在未上螺钉之前，轻微移动模块可以更好地分布散热膏。 安装螺钉时先用合适的力度固定两个螺钉，然后用推荐的力度上紧螺钉。 3.6 温度的验证 选定散热器、决定了IGBT 模块的安装位置后，请测定各部的温度，确认IGBT 模块的 温（Tj）未超出额定值或设计值。 另外，图6-13 表示了外壳温度（Tc）的正确测定方法的实例。 Administrator sunny Solutions of power system 深圳市晴轩电子有限公司 Sunny Electronics Co., Ltd http://www.sz-sunny.com/ 7-1 第 7 章 门极驱动电路设计方法 目 录 1. 驱动条件和主要特性的关系.............................7-2 2. 关于驱动电流.........................................7-3 3. 空载时间的设定.......................................7-5 4. 驱动电路的具体实例...................................7-7 5. 驱动电路设计、实际安装的注意事项.....................7-8 6. IGBT门极驱动电路的组成方案...........................7-9 本章中对IGBT的门极驱动电路的设计手法进行说明。 7- 2 驱动条件和主要特性的关系 表 7-1 表述了IGBT 的驱动条件与主要特性的关系。由于IGBT 的主要特性是随VGE、RG 变化 的，需要配合装置的设计目标进行设定 1.1 门极正偏压电压：+VGE（导通期间） 门极正偏压电压+VGE 的推荐值为+15V，下面说明+VGE 设计时应注意的事项。 (1) 请将+VGE 设计在G-E 间最大额定电压VGES=±20V max.的范围内。 (2) 电源电压的变动推荐在±10%范围内。 (3) 导通期间的C-E 间饱和电压（VCE（sat））随+VGE 变化，+VGE 越高饱和电压越低。 (4) +VGE 越高，开通交换时的时间和损耗越小。 (5) +VGE 越高，开通时（FWD 反向恢复时）的对置支路越容易产生浪涌电压。 (6) 即使是在IGBT 断开的时间段内，由于FWD 的反向恢复时的dv/dt 会发生误动作，形成脉 冲状的集电极电流，从而产生不必要的发热。这种现象被称为dv/dt 误触发，+VGE 越高越容易 发生。 (7) +VGE 越高，短路最大耐受量越小。 1.2 门极反偏压电压：-VGE（阻断期间） 门极反偏压电压-VGE 的推荐值为-5V 到-15V。下面说明-VGE 设计时应注意的事项。 (1) 请将VGE 设计在G-E 间最大额定电压VGES=±20V max.的范围内。 (2) 电源电压的变动推荐在±10%范围内。 (3) IGBT 的关断特性依存于-VGE，特别是集电极电流开始关断部分的特性在很大程度上依存于 -VGE。因此，-VGE 越大，关断交换时的时间和损耗越小。 Administrator sunny ㄀ 7 ゴ 䮼ᵕ偅ࡼ⬉䏃䆒䅵ᮍ⊩ 7-3 (4) dv/dt 䇃㾺থ೼-VGE ᇣⱘᚙމϟг᳝থ⫳ˈ᠔ҹ㟇ᇥ㽕䆒ᅮ೼-5V ҹϞDŽᇸ݊ᰃ䮼ᵕ䜡㒓䭓ⱘᚙމ ϟ㽕⊼ᛣDŽ 1.3 䮼ᵕ⬉䰏˖RG 䮼ᵕ⬉䰏 5* ⱘ᭄ؐˈ೼䇈ᯢкЁ⫼⌟ᅮѸᤶ⡍ᗻᯊⱘᷛޚ䮼ᵕ⬉䰏ؐ㸼⼎DŽ䇋ᇚ䆹ؐᔧخ䮼ᵕ⬉䰏 5* ⱘ໻ 㟈ᷛޚDŽҹϟ䇈ᯢ 5*䆒䅵ᯊᑨ⊼ᛣⱘџ乍DŽ (1) Ѹᤶ⡍ᗻ೼ᓔ䗮੠݇ᮁᯊഛձᄬѢ RGˈRG 䍞໻ˈѸᤶᯊ䯈੠Ѹᤶᤳ㗫ህ䍞໻ˈԚѸᤶᯊⱘ⌾⍠⬉ य़বᇣDŽ (2) dv/dt䇃㾺থ೼ RG䕗໻ᯊবᕫϡ໾ᆍᯧথ⫳DŽ (3) 㱑✊ N ㋏߫ⱘ IGBT ⱘ RG䍞໻ˈⷁ䏃᳔໻㗤ফ䞣Ӯ๲ࡴˈԚ⬅Ѣ⬉⌕䰤ࠊؐޣᇥˈ಴ℸˈᖙ乏⊼ ᛣᇚ㺙㕂ⱘ䖛⬉⌕䏇䯌∈ᑇ䆒ᅮ೼䆹䰤ࠊؐҹϟDŽᔧ RGЎᷛޚ䮼ᵕ⬉䰏ؐ˄Tj=25ć˅ᯊˈ⬉⌕䰤 ࠊ᳔ᇣؐЎ乱ᅮ⬉⌕ؐⱘ 2סᎺেDŽ 䇋೼⊼ᛣҹϞձᄬᗻⱘࠡᦤϟˈ䗝ᅮ᳔䗖ড়ⱘ䮼ᵕ偅ࡼᴵӊDŽ 2 ݇Ѣ偅ࡼ⬉⌕ ,*%7 ݋᳝ 026 䮼ᵕᵘ䗴ˈ೼ѸᤶᯊЎњᇍ䆹䮼ᵕ䖯㸠ܙᬒ⬉ˈ䳔㽕䮼ᵕ⬉⌕˄偅ࡼ⬉⌕˅ҢЁ⌕䖛DŽ೒ ��� 㸼⼎䮼ᵕܙ⬉⬉㥋䞣ⱘ⡍ᗻDŽ䮼ᵕܙ⬉⬉㥋䞣⡍ᗻ㸼⼎偅ࡼ ,*%7 ᠔ᖙ㽕ⱘ⬉㥋䞣ˈ೼䅵ㅫᑇഛ偅ࡼ⬉⌕੠ 偅ࡼ⬉࡯ᯊՓ⫼DŽ೒ ��� 㸼⼎偅ࡼ⬉䏃ⱘॳ⧚೒੠⬉य़⬉⌕⊶ᔶDŽ偅ࡼ⬉䏃ⱘॳ⧚ᰃ䗮䖛ᓔ݇ 6�ǃ6� Ѹ᳓ 䕀ᤶℷأय़⬉⑤੠ডأय़⬉⑤ˈ䕀ᤶᯊᇍ䮼ᵕܙᬒ⬉ⱘ⬉⌕Ў偅ࡼ⬉⌕ˈ೒ ��� Ёҹ⬉⌕⊶ᔶ᠔㸼⼎ⱘ䴶⿃ ˄᭰㒓䚼ߚ�Ϣ೒ ��� Ёⱘܙᬒ⬉⬉㥋䞣ⳌㄝDŽ -VGE Q (C) VGE (V) +VGE (V) Q g ˖ܙᬒ⬉⬉㥋䞣 -VGE Q (C) VGE (V) +VGE (V) Q g ˖ܙᬒ⬉⬉㥋䞣 ೒ 7-1 䮼ᵕܙ⬉⬉㥋䞣⡍ᗻ˄ࡼᗕ䕧ܹ⡍ᗻ˅ Administrator sunny 7- 4 驱动电流的峰值IGP 可由以下近似式求取。 +VGE：正偏压电源电压 –VGE：反偏压电源电压 RG：驱动电路的门极电阻 Rg：模块内部的门极电阻 从门极充电电荷量的特性（在说明书中分别以各种型号记载）的0V 开始上升部分的斜度大体 上与输入电容Cies 等效，而反偏压领域可以作为这个部分的延长考虑。因此，驱动电流的平均 值IG，如图7-1 所示，可利用门极充电电荷量特性作下述计算。 fc： 载流子频率 Qg： 从OV 到+VGE 为止的充电电荷量 Cies： IGBT 的输入电容 Administrator sunny 7- 5 因此，设计时要保证驱动电路的输出段上能流过由这些近似式计算得出的电流IGP 以及±IG。 另外，如驱动电路的发生损耗均由门极电阻予以消耗，为了驱动IGBT 所需要的驱动电力Pd 可 由下式表示。 　　 因此，需要根据该近似公式计算出发生损耗，并选择能容许该发生损耗的门极电阻。 请根据上述内容，设计能够提供驱动电流和驱动电力的驱动电路。 空载时间（死区时间）的设定 在变频电路等中，为了防止上下支路的短路，需要在开通、关断切换时机上设定空载时间。如 图7-3 所示，在空载时间中，上下支路均变成“关断”状态。空载时间原则上要设定为比IGBT 的 交换时间（toff max.）长。IGBT 模块的空载时间通常设定在3µs 以上。 另外，由于加大RG 会使交换时间变长，因此空载时间也有必要加长。此外，还必须考虑其他驱 动条件和元件本身的特性、温度特性等（如果达到高温，toff 也就变长）。 当空载时间偏短时，由上下支路短路时发生的短路电流引起的发热，可能导致元件破坏，请充 分注意 Administrator sunny 7- 6 有一种可以判断空载时间的设定是否合理的方法是确认无负荷时直流电源线的电流。 如图7-4 的三相变频器的情况下，将变频的输出（U.V.W）成为开放状态，施加通常的输入信 号，测定DC线的电流。即使空载时间充分，会有微小的脉冲状电流（经元件密勒电容而流过的 dv/dt 电流：通常为额定电流的5%左右）通过，如果空载时间不足，将会有更大的短路电流通 过。这种情况下，请将空载时间延长到短路电流消失为止。由于温度越高，关断时间会变长， 推荐该试验在高温状态下实施。 另外，即使反偏压电压-VGE 不足，短路电流也增加。在即使空载时间增加而短路电流也不减少 的情况下，请增加反偏压电压-VGE。推荐反偏压电压-VGE≧5V。 IGBT 门极驱动-死区时间 ·死区时间 IGBT 开关时引起 VG 尖峰电压(米勒效应) ·冲电电流: I=dv/dt×Cres 米勒电容Cres & 冲电电流 Administrator sunny 7- 7 驱动电路的应用及介绍 4.1 IPM与IGBT模块+驱动器的比 较： IPM（智能功率模块） ·不合格率更高 ·不能灵活地按需要调整开关 ·逻辑电路与发热器件共在一 个模块上 ·安全隔离（绝缘）问题 ·价格更高 ·需要另加快速光耦 ·开发成本较低 另一方案选择：IGBT 模块+驱动器 HP 驱动器（具有饱和电压控制） ·HCPL 314J 半桥驱动，0.5A 峰值电流 ·HCPL316J 单一驱动, 2.0A 峰值电流 ·HCNW 3120 2A 光耦, 无饱和电压控制 ·IR 2232 6 路驱动 4.2 IGBT门极驱动器 Administrator sunny 7- 8 驱动电路设计、实际安装的注意事项 5.1 关于光耦合器的杂波耐受量 由于IGBT 是高速交换元件，因此在驱动电路中使用的光耦合器需要选用杂波耐受量大的类型 （如：HCPL4504）。另外，为了避免误动作，光耦合器的初级侧和次级侧的配线不能交叉。另 外，为了充分发挥IGBT 的高速交换性能，推荐使用信号传递延迟时间短的光耦合器。 5.2 关于驱动电路与IGBT 间的配线 在驱动电路和IGBT 间的配线长的情况 下，门极信号的振荡和感应杂波会导致 IGBT 误动作。作为对策，有图 7-6 所示 的方法。 (1) 驱动配线要尽量短，门极配线和发射 极配线要紧密拧成一体（扭转状配线）。 (2) 增大RG，但是请注意交换时间、交换 损耗。 (3) 门极配线和IGBT 的主电路配线要尽 量远离，布局时两者要正交（使相互间不 受感应）。 (4) 不要和其他相的门极配线绑扎在一起 *1 关于RGE： 在门极电路不良或门极电路完全未动作的状态（门极开放状态） 时，在主电路上外加电压时，IGBT 可能破坏。为了防止这种破 坏，推荐在G-E 间连接10kΩ 左右的电阻RGE。 关于电源投入： 对于电源投入，请先投入门极电路电源，使其完全动作后，再投入主电路电源 Administrator sunny 7- 9 IGBT 门极驱动电路的组成及方案 6.1 IGBT 门极驱动:门极电阻 · 使用门极电阻是必需的,因为要控制开关的速度才能降低 di/dt 及 dv/dt,从而解决过电压及电 磁干扰问题. · 使用门极电阻的代价是开关损耗会增高. · 单独设置开通及关断的时间, Rg 可分为 Rg-ON 及 Rg-OFF. 6.2 IGBT 门极驱动: 电源 ·开通 IGBT 所需的门极驱动电压一般是+15V ·关断 IGBT 所需的门极驱动电压是 0V 或 负电压(-5V 至-15V) ·负门极驱动电压可以帮助 IGBT 更快地关断且保持在 关断状态,但需要双电源供应. ·选择 0 电压或选择负门极驱动电压在于对成本及性能 的要求. 6.3 关于门极过电压保护 IGBT 与其他的MOS 型元件同样，需要在实施了充 分的静电对策的环境下使用。另外由于G-E 间最大 的额定电压为±20V，因此如果外加的电压有可能超 出该电压时，如图 7-7 所示，需要在G-E 间连接齐 纳二极管等保护措施。 Administrator sunny 7- 10 6.4 IGBT 门极驱动:光耦连接器 ·光耦通常作为连接器件用于要求信号传播及电位隔离的应用. ·光耦给 IGBT(高电位)及微控制器(低电位)之间提供可靠的隔离. ·光耦的信号延迟时间长, 花费大. 6.5 IGBT 门极驱动:半桥驱动 ·标准电路结构: 2 个驱动, 2 个电源, 2 个光耦 ·优点: 标准,可靠 ·缺点: 使用光耦, 系统成本高. Administrator sunny 7- 11 6.6 IGBT 门极驱动:光耦在半桥驱动中的作用 · 在半桥的 IGBT 驱动里, 光耦的作用是: (1) 安全隔离; (2) 将门极信号（μc 级信号）转换成高边电位. · 如果 IGBT 及微控制器之间不需要安全隔离, 那么“电平移动”可代替光耦实现作用(2). 6.7 IGBT 门极驱动: 电平移动 特点: ·HVIC(600V/1200V) ·信号延迟短 ·有成本效益 ·无安全隔离 好处: ·不需光耦(降低系统成本) ·开关频率更高(更灵活) Administrator sunny 7- 12 6.8 IGBT 门极驱动:自举电路 · 自举电路只有一个二极管及一个电容器 · 在半桥驱动里, 自举电路可以取代高边电源供应, 并实现单电源供电. · 当低边 IGBT(或 FWD)导通时, 二极管正向偏置, 低边电源通过低边 IGBT 给电容充电,电容储 存能量. · 当低边 IGBT(或 FWD)关断时,二极管反向偏置,阻碍直流母线电压以保护低边电路. 同时, 电 容给高边驱动放电. · 自举电路的电容量应能保持电源电压的平稳. 电容的需要量可根据工作条件和器件的参数来 计算. 6.9 IGBT 门极驱动:自举电路 传统方案: ·3 个高边电源 ·1 个低边电源 使用自举电路: ·3 个二极管及电容器 ·1 个低边电源 特点: ·二极管:超快速恢复 ·电容器:通用的 ·依赖低边 IGBT 好处: ·省掉 3 个电源(节约成本) ·减少配线及连接 Administrator sunny 7- 13 6.10 IGBT门极驱动选择标准 ·最大的直流母线电压 ·各种保护电路 ·价格 ·开发时间 ·驱动器质量 ·输出功率 6.11 IGBT 门极驱动:总结 · 驱动器 使用驱动器是为了向 IGBT 寄生电容器提供快速充电及放电,从而使 IGBT 开通及关断更快. · 门极电阻 使用门极电阻是为了控制开关速度. 可以分为 Rg-ON 及 Rg-OFF 以单 独控制 IGBT 的开通及关断. · 电源 门极驱动电源可使用单或双电源供电, 方案决定于是否需要负门极电压驱 动. · 光耦 光耦是标准的连接器件, 如不考虑安全隔离，也可以用电平移动驱动来取 代或新型的 CLT 驱动. · 自举电路 自举电路可代替高边电源供应, 使用简单且成本下降. · 死区时间 半桥 IGBT 驱动必须考虑死区时间 · VG 尖峰电压 使用负关断电压可抵消 VG 尖峰电压. Administrator sunny Solutions of power system 第 8 章 并联连接 目 录 1. 电流分配的阻碍原因...................................8-2 2. 并联连接方法.........................................8-3 本章对IGBT并联连接时电流分配的阻碍原因和并联连接的注意事项进行说明。 深圳市晴轩电子有限公司 Sunny Electronics Co., Ltd http://www.sz-sunny.com/ 8-1 电流分配的阻碍原因 1.1 导通状态下电流不均衡的原因 导通状态下电流不均衡的原因有下面2 种。 (1) VCE（sat）的不均性。 (2) 主电路配线电阻的不均性。 1) VCE（sat）的不均性造成电流的不均衡如 图8-1 所示，因并联连接的IGBT 的输出 特性的差异，发生电流不均衡。 图8-1 中的Q1 和Q2 输出特性，可以近似 于 因此，Q1+Q2 的并联连接电路中流过IC （=IC1+IC2）的集电极电流时的IGBT 集电 极电流为 total VCE（sat）是发生电流不均衡的重要原因。因 此，为了得到良好的电流分配，需要将VCE （sat）不均性小的元件组合起来。 2) 主电路配线中电阻部分的不均性 图8-2 中表示主电路配线的电阻部分对电 流分配带来的影响。与集电极侧的电阻部 分比较，发射极侧的电阻部分上的这种影 响更大，因此对集电极侧的电阻部分予以 省略后进行考虑。主电路配线中有电阻部 分时，由于IGBT 的输出特性趋势变得等效性平缓，因此，集电极电流减少。另外，该电阻部分由于有集 电极电流流过，产生电位差，实际的门极-发射极间的电压变小（VGE=V-VE），IGBT 的输出特性产生变 化，集电极电流减少。因此，如果RE1>RE2，由于Q1 的输出特性的倾斜变缓，形成IC1